Делители мощности и направленные ответвители

Радиотехнические устройства

Направленный ответвитель 10 дБ 1,7–2,2 ГГц . Слева направо: входной, связанный, изолированный (с нагрузкой) и передающий порт.

Делитель/сумматор мощности 3 дБ 2,0–4,2 ГГц.

Делители мощности (также делители мощности и, при использовании в обратном порядке, сумматоры мощности ) и направленные ответвители являются пассивными устройствами, используемыми в основном в области радиотехники. Они соединяют определенное количество электромагнитной мощности в линии передачи с портом, позволяя использовать сигнал в другой цепи. Существенной особенностью направленных ответвителей является то, что они соединяют только мощность, текущую в одном направлении. Мощность, поступающая в выходной порт, соединяется с изолированным портом, но не с сопряженным портом. Направленный ответвитель, предназначенный для равномерного разделения мощности между двумя портами, называется гибридным ответвителем .

Направленные ответвители чаще всего строятся из двух связанных линий передачи, установленных достаточно близко друг к другу, так что энергия, проходящая через одну, соединяется с другой. Этот метод предпочтителен на микроволновых частотах, где конструкции линий передачи обычно используются для реализации многих элементов схемы. Однако устройства с сосредоточенными компонентами также возможны на более низких частотах, таких как звуковые частоты, встречающиеся в телефонии . Также на микроволновых частотах, особенно в более высоких диапазонах, могут использоваться конструкции волноводов . Многие из этих волноводных ответвителей соответствуют одной из конструкций проводящих линий передачи, но есть также типы, которые являются уникальными для волноводов.

Направленные ответвители и делители мощности имеют множество применений. Они включают в себя предоставление выборки сигнала для измерения или мониторинга, обратную связь, объединение каналов на антенны и от антенн, формирование антенного луча, предоставление ответвлений для кабельных распределенных систем, таких как кабельное телевидение, и разделение переданных и полученных сигналов на телефонных линиях.

Обозначения и символы

Рисунок 1. Два символа, используемых для направленных ответвителей

Символы, наиболее часто используемые для направленных ответвителей, показаны на рисунке 1. На символе может быть указан коэффициент связи в дБ . Направленные ответвители имеют четыре порта . Порт 1 — это входной порт, куда подается питание. Порт 3 — это связанный порт, где появляется часть мощности, подаваемой на порт 1. Порт 2 — это передаваемый порт, где выводится мощность из порта 1, за вычетом части, которая пошла на порт 3. Направленные ответвители часто симметричны, поэтому также существует порт 4, изолированный порт. Часть мощности, подаваемой на порт 2, будет подан на порт 4. Однако устройство обычно не используется в этом режиме, и порт 4 обычно заканчивается согласованной нагрузкой (обычно 50 Ом). Это завершение может быть внутренним для устройства, и порт 4 недоступен для пользователя. Фактически, это приводит к 3-портовому устройству, отсюда и полезность второго символа для направленных ответвителей на рисунке 1. ^[1]

Рисунок 2. Символ делителя мощности

Символы формы;

${\displaystyle P_{\mathrm {a,b} }\ }$

в данной статье имеет значение «параметр P в порту a из-за входа в порт b ».

Символ для делителей мощности показан на рисунке 2. Делители мощности и направленные ответвители по всем основным параметрам являются одним и тем же классом устройств. Направленный ответвитель, как правило, используется для 4-портовых устройств, которые связаны только слабо, то есть только небольшая часть входной мощности появляется на связанном порту. Делитель мощности используется для устройств с сильной связью (обычно делитель мощности обеспечивает половину входной мощности на каждом из своих выходных портов — делитель 3 дБ ) и обычно считается 3-портовым устройством. ^[2]

Параметры

Общими свойствами, требуемыми для всех направленных ответвителей, являются широкая рабочая полоса пропускания , высокая направленность и хорошее согласование импеданса на всех портах, когда другие порты заканчиваются согласованными нагрузками. Некоторые из этих и других общих характеристик обсуждаются ниже. ^[3]

Фактор связи

Коэффициент связи определяется как: ${\displaystyle C_{3,1}=10\log {\left({\frac {P_{3}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}}$

где P ₁ — входная мощность на порту 1, а P ₃ — выходная мощность на сопряженном порту (см. рисунок 1).

Коэффициент связи представляет собой основное свойство направленного ответвителя. Коэффициент связи является отрицательной величиной, он не может превышать 0 дБ для пассивного устройства, и на практике не превышает −3 дБ, поскольку больше этого значения приведет к большей выходной мощности из связанного порта, чем мощности из передаваемого порта — по сути, их роли поменяются местами. Хотя это отрицательная величина, знак минус часто опускается (но все еще подразумевается) в тексте и схемах, а некоторые авторы ^[4] заходят так далеко, что определяют его как положительную величину. Связь не является постоянной, а изменяется с частотой. Хотя различные конструкции могут уменьшить дисперсию, идеально плоский ответвитель теоретически не может быть построен. Направленные ответвители определяются с точки зрения точности связи в центре частотного диапазона. ^[5]

Потеря

Рисунок 3. График вносимых потерь из-за связи

Вносимые потери основной линии от порта 1 до порта 2 (P ₁ – P ₂ ) составляют:

Вносимые потери: ${\displaystyle L_{i2,1}=-10\log {\left({\frac {P_{2}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}}$

Часть этих потерь обусловлена ​​поступлением некоторой мощности на сопряженный порт. Это называется потерями на соединение и вычисляется по формуле:

Потери связи: ${\displaystyle L_{c2,1}=-10\log {\left(1-{\frac {P_{3}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}}$

Вносимые потери идеального направленного ответвителя будут полностью состоять из потерь на связь. Однако в реальном направленном ответвителе вносимые потери состоят из комбинации потерь на связь, диэлектрических потерь, потерь в проводнике и потерь КСВН . В зависимости от диапазона частот потери на связь становятся менее значительными выше связи 15 дБ , где другие потери составляют большую часть общих потерь. Теоретические вносимые потери (дБ) против связи (дБ) для бездиссипационного ответвителя показаны на графике рисунка 3 и в таблице ниже. ^[6]

Изоляция

Изоляцию направленного ответвителя можно определить как разницу уровней сигнала в дБ между входным портом и изолированным портом, когда два других порта нагружены согласованными нагрузками, или:

Изоляция: ${\displaystyle I_{4,1}=-10\log {\left({\frac {P_{4}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}}$

Изоляция также может быть определена между двумя выходными портами. В этом случае один из выходных портов используется как вход; другой считается выходным портом, а два других порта (входной и изолированный) заканчиваются согласованными нагрузками.

Следовательно: ${\displaystyle I_{3,2}=-10\log {\left({\frac {P_{3}}{P_{2}}}\right)}\quad {\rm {dB}}}$

Изоляция между входом и изолированными портами может отличаться от изоляции между двумя выходными портами. Например, изоляция между портами 1 и 4 может составлять 30 дБ , в то время как изоляция между портами 2 и 3 может иметь другое значение, например 25 дБ . Изоляцию можно оценить по связи плюс обратные потери . Изоляция должна быть как можно выше. В реальных ответвителях изолированный порт никогда не бывает полностью изолирован. Некоторая мощность РЧ всегда будет присутствовать. Направленные ответвители с волноводами будут иметь наилучшую изоляцию. ^[7]

Направленность

Направленность напрямую связана с изоляцией. Она определяется как:

Направленность: ${\displaystyle D_{3,4}=-10\log {\left({\frac {P_{4}}{P_{3}}}\right)}=-10\log {\left({\frac {P_{4}}{P_{1}}}\right)}+10\log {\left({\frac {P_{3}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}}$

где: P ₃ — выходная мощность связанного порта, а P ₄ — выходная мощность изолированного порта.

Направленность должна быть как можно выше. Направленность очень высока на расчетной частоте и является более чувствительной функцией частоты, поскольку зависит от компенсации двух волновых компонентов. Направленные ответвители волновода будут иметь наилучшую направленность. Направленность не измеряется напрямую и рассчитывается путем сложения измерений изоляции и (отрицательной) связи как: ^[8]

${\displaystyle D_{3,4}=I_{4,1}+C_{3,1}\quad {\rm {dB}}}$

Обратите внимание, что если использовать положительное определение связи, то формула приводит к следующему:

${\displaystyle D_{3,4}=I_{4,1}-C_{3,1}\quad {\rm {dB}}}$

S-параметры

S-матрица для идеального (бесконечная изоляция и идеальное согласование) симметричного направленного ответвителя определяется по формуле:

${\displaystyle \mathbf {S} ={\begin{bmatrix}0&\tau &\kappa &0\\\tau &0&0&\kappa \\\kappa &0&0&\tau \\0&\kappa &\tau &0\end{bmatrix}}}$

${\displaystyle \tau \ }$- коэффициент пропускания и,

${\displaystyle \kappa \ }$коэффициент связи

В общем случае и являются комплексными , частотно-зависимыми числами. Нули на главной диагонали матрицы являются следствием идеального соответствия — мощность, поступающая на любой порт, не отражается обратно на тот же порт. Нули на антидиагонали матрицы являются следствием идеальной изоляции между входом и изолированным портом. ${\displaystyle \tau \ }$ ${\displaystyle \kappa \ }$

Для пассивного направленного ответвителя без потерь мы должны дополнительно иметь:

${\displaystyle \tau {\overline {\tau }}+\kappa {\overline {\kappa }}=1}$

поскольку вся мощность, поступающая на входной порт, должна выходить через один из двух других портов. ^[9]

Вносимые потери связаны с: ${\displaystyle \tau \ }$

${\displaystyle L(\mathrm {dB} )=-20\log |\tau |\ }$

Коэффициент связи связан с: ${\displaystyle \kappa \ }$

${\displaystyle C(\mathrm {dB} )=20\log |\kappa |\ }$

Ненулевые элементы главной диагонали связаны с возвратными потерями , а ненулевые элементы антидиагонали связаны с изоляцией аналогичными выражениями.

Некоторые авторы определяют номера портов, меняя местами порты 3 и 4. Это приводит к тому, что матрица рассеяния больше не состоит из одних нулей на антидиагонали. ^[10]

Амплитудный баланс

Эта терминология определяет разницу мощности в дБ между двумя выходными портами 3 дБ гибрида. В идеальной гибридной схеме разница должна быть 0 дБ . Однако в практическом устройстве амплитудный баланс зависит от частоты и отклоняется от идеальной разницы в 0 дБ . ^[11]

Фазовый баланс

Разность фаз между двумя выходными портами гибридного соединителя должна быть 0°, 90° или 180° в зависимости от используемого типа. Однако, как и амплитудный баланс, разность фаз чувствительна к входной частоте и обычно будет изменяться на несколько градусов. ^[12]

Типы линий электропередачи

Направленные ответвители

Связанные линии передачи

Рисунок 4. Односекционный направленный ответвитель λ/4

Наиболее распространенной формой направленного ответвителя является пара связанных линий передачи. Они могут быть реализованы в ряде технологий, включая коаксиальные и планарные технологии ( полосковые и микрополосковые ). Реализация в полосковой линии показана на рисунке 4 четвертьволнового (λ/4) направленного ответвителя. Мощность на связанной линии течет в противоположном направлении по отношению к мощности на основной линии, поэтому расположение портов не такое, как показано на рисунке 1, но нумерация остается прежней. По этой причине его иногда называют обратным ответвителем . [ ^13]

Основная линия — это участок между портами 1 и 2, а связанная линия — это участок между портами 3 и 4. Поскольку направленный ответвитель является линейным устройством, обозначения на рисунке 1 произвольны. Любой порт может быть входом (пример показан на рисунке 20), что приведет к тому, что напрямую подключенный порт станет передающим портом, соседний порт станет связанным портом, а диагональный порт станет изолированным портом. В некоторых направленных ответвителях основная линия рассчитана на работу с высокой мощностью (большие разъемы), в то время как связанный порт может использовать небольшой разъем, такой как разъем SMA . Номинальная мощность внутренней нагрузки также может ограничивать работу на связанной линии. ^[14]

Рисунок 7. Эквивалентная схема с сосредоточенными элементами для соединителей, изображенных на рисунках 5 и 6.

Точность коэффициента связи зависит от допусков размеров для расстояния между двумя связанными линиями. Для технологий плоской печати это сводится к разрешению процесса печати, которое определяет минимальную ширину дорожки, которую можно изготовить, а также накладывает ограничение на то, насколько близко линии могут быть размещены друг к другу. Это становится проблемой, когда требуется очень плотное соединение, и 3 дБ- соединители часто используют другую конструкцию. Однако плотно связанные линии могут быть изготовлены в воздушной полосковой линии , что также позволяет производить их с помощью печатной плоской технологии. В этой конструкции две линии печатаются на противоположных сторонах диэлектрика, а не бок о бок. Связь двух линий по их ширине намного больше, чем связь, когда они расположены ребром друг к другу. ^[15]

Конструкция связанной линии λ/4 хороша для коаксиальных и полосковых реализаций, но не так хорошо работает в популярном сейчас микрополосковом формате, хотя конструкции существуют. Причина этого в том, что микрополосковая линия не является однородной средой — над и под полоской передачи находятся две разные среды. Это приводит к режимам передачи, отличным от обычного режима TEM, встречающегося в проводящих цепях. Скорости распространения четных и нечетных мод различны, что приводит к дисперсии сигнала. Лучшим решением для микрополосковой линии является связанная линия, намного короче λ/4, показанная на рисунке 5, но у нее есть недостаток в виде коэффициента связи, который заметно возрастает с частотой. Иногда встречается вариация этой конструкции, в которой связанная линия имеет более высокое сопротивление , чем основная линия, как показано на рисунке 6. Такая конструкция выгодна, когда ответвитель подается на детектор для контроля мощности. Линия с более высоким сопротивлением приводит к более высокому напряжению ВЧ для заданной мощности основной линии, что облегчает работу диода детектора. ^[16]

Диапазон частот, указанный производителями, соответствует диапазону связанной линии. Отклик основной линии намного шире: например, ответвитель, указанный как 2–4 ГГц, может иметь основную линию, которая может работать на частоте 1–5 ГГц . Связанный отклик является периодическим с частотой. Например, ответвитель связанной линии λ/4 будет иметь отклики при n λ/4, где n — нечетное целое число. ^[17] Этот предпочтительный отклик становится очевидным, когда короткий импульс на основной линии следует через ответвитель. Когда импульс на основной линии достигает связанной линии, сигнал той же полярности индуцируется на связанной линии, аналогично отклику RC-фильтра верхних частот. Это приводит к двум неинвертированным импульсам на связанной линии, которые движутся в противоположных направлениях друг к другу. Когда импульс на основной линии покидает связанную линию, на связанной линии индуцируется инвертированный сигнал, вызывая два инвертированных импульса, которые движутся в противоположных направлениях друг к другу. Оба импульса на связанной линии, которые идут в том же направлении, что и импульс на основной линии, имеют противоположную полярность. Они нейтрализуют друг друга, поэтому на выходе связанной линии в прямом направлении нет отклика. Это развязанный порт. Импульсы на связанной линии, которые идут в противоположном направлении к импульсу на основной линии, также имеют противоположную полярность друг другу, но второй импульс задерживается на удвоенную задержку параллельной линии. Для связанной линии λ/4 общая длина задержки составляет λ/2, поэтому второй сигнал инвертируется, и это дает максимальный отклик на связанном порту. ^[18]

Одиночная связанная секция λ/4 хороша для полос пропускания менее октавы. Для достижения большей полосы пропускания используются несколько связанных секций λ/4. Проектирование таких ответвителей во многом аналогично проектированию фильтров с распределенными элементами . Секции ответвителя рассматриваются как секции фильтра, и путем регулировки коэффициента связи каждой секции связанный порт может иметь любую из классических характеристик фильтра, такую ​​как максимально плоская ( фильтр Баттерворта ), равноволнистая ( фильтр Кауэра ) или заданная волнистая ( фильтр Чебышева ) характеристика. Пульсация — это максимальное изменение выходного сигнала связанного порта в его полосе пропускания , обычно указываемое как плюс или минус значение в дБ от номинального коэффициента связи. ^[19]

Рисунок 8. 5-секционный планарный направленный ответвитель

Можно показать, что направленные ответвители со связанными линиями имеют чисто действительные и чисто мнимые на всех частотах. Это приводит к упрощению S-матрицы и результату, что связанный порт всегда находится в квадратурной фазе (90°) с выходным портом. Некоторые приложения используют эту разность фаз. Полагая , идеальный случай работы без потерь упрощается до, ^[20] ${\displaystyle \tau \ }$ ${\displaystyle \kappa \ }$ ${\displaystyle \kappa =i\kappa _{\mathrm {I} }\ }$

${\displaystyle \tau ^{2}+{\kappa _{\mathrm {I} }}^{2}=1\ }$

• 
  Микрополосковый направленный ответвитель на выходе гетеродина на печатной плате анализатора спектра.
• 
  Микрополосковый пилообразный направленный ответвитель

Ответвительная муфта

Рисунок 9. 3-секционный ответвитель, выполненный в плоском формате.

Ответвительный соединитель состоит из двух параллельных линий передачи, физически соединенных вместе с двумя или более ответвлениями между ними. Ответвления расположены на расстоянии λ/4 друг от друга и представляют собой секции конструкции многосекционного фильтра таким же образом, как и несколько секций ответвительного соединителя, за исключением того, что здесь связь каждой секции контролируется импедансом ответвлений. Основная и связанная линия имеют системный импеданс. Чем больше секций в соединителе, тем выше отношение импедансов ответвлений. Высокоомные линии имеют узкие дорожки, и это обычно ограничивает конструкцию тремя секциями в планарных форматах из-за производственных ограничений. Аналогичное ограничение применяется для коэффициентов связи, меньших 10 дБ ; низкая связь также требует узких дорожек. Связанные линии являются лучшим выбором, когда требуется слабая связь, но ответвительные соединители хороши для плотной связи и могут использоваться для гибридов 3 дБ . Ответвительные соединители обычно не имеют такой широкой полосы пропускания, как связанные линии. Этот тип соединителя хорош для внедрения в мощные, воздушные диэлектрические, цельные стержневые форматы, поскольку жесткую конструкцию легко поддерживать механически. ^[21] ${\displaystyle \scriptstyle {\sqrt {2}}}$

Ответвительные линейные ответвители могут использоваться в качестве кроссоверов в качестве альтернативы воздушным мостам, которые в некоторых приложениях вызывают неприемлемое количество связи между пересекаемыми линиями. Идеальный ответвительный линейный ответвитель теоретически не имеет связи между двумя путями через него. Конструкция представляет собой 3-ветвевой ответвитель, эквивалентный двум 3 дБ 90° гибридным ответвителям, соединенным каскадом . Результатом является фактически 0 дБ ответвитель. Он будет пересекать входы с диагонально противоположными выходами с задержкой фазы 90° в обеих линиях. ^{[22] [23]}

Муфта Ланге

Конструкция ответвителя Ланге похожа на встречно-штыревой фильтр с параллельными линиями, чередующимися для достижения связи. Он используется для сильных связей в диапазоне от 3 дБ до 6 дБ . ^[24]

Разделители власти

Рисунок 10. Простое Т-образное разделение мощности в плоском формате.

Самые ранние делители мощности линии передачи представляли собой простые Т-образные соединения. Они страдают от очень плохой изоляции между выходными портами — большая часть мощности, отраженной от порта 2, попадает в порт 3. Можно показать, что теоретически невозможно одновременно согласовать все три порта пассивного трехпортового устройства без потерь, и плохая изоляция неизбежна. Однако это возможно с четырьмя портами, и это основная причина, по которой четырехпортовые устройства используются для реализации трехпортовых делителей мощности: четырехпортовые устройства могут быть спроектированы так, чтобы мощность, поступающая на порт 2, делилась между портом 1 и портом 4 (который заканчивается согласованной нагрузкой), и ни одна (в идеальном случае) не поступала на порт 3. ^[25]

Термин гибридный ответвитель изначально применялся к направленным ответвителям со связанными линиями на 3 дБ , то есть направленным ответвителям, в которых два выхода составляют половину входной мощности. Это синонимично означало квадратурный ответвитель на 3 дБ с выходами, сдвинутыми на 90° по фазе. Теперь любой согласованный 4-портовый ответвитель с изолированными плечами и равным разделением мощности называется гибридным или гибридным ответвителем. Другие типы могут иметь другие фазовые соотношения. Если 90°, то это 90° гибрид, если 180°, то 180° гибрид и так далее. В этой статье гибридный ответвитель без квалификации означает гибрид со связанными линиями. ^[26]

Делитель мощности Уилкинсона

Рисунок 11. Делитель Уилкинсона в коаксиальном формате

Делитель мощности Уилкинсона состоит из двух параллельных несвязанных линий передачи λ/4. Вход подается на обе линии параллельно, а выходы заканчиваются двойным системным импедансом, соединенным между ними. Конструкция может быть реализована в плоском формате, но имеет более естественную реализацию в коаксиальном формате — в плоском формате две линии должны быть разделены, чтобы они не соединялись, но должны быть соединены на своих выходах, чтобы их можно было закончить, тогда как в коаксиальном формате линии могут быть проложены бок о бок, полагаясь на внешние проводники коаксиала для экранирования. Делитель мощности Уилкинсона решает проблему согласования простого Т-образного соединения: он имеет низкий КСВН на всех портах и ​​высокую изоляцию между выходными портами. Входные и выходные импедансы на каждом порту спроектированы так, чтобы быть равными характеристическому импедансу микроволновой системы. Это достигается путем создания линейного импеданса системного импеданса — для системы 50 Ом линии Уилкинсона составляют приблизительно 70 Ом ^[27] ${\displaystyle \scriptstyle {\sqrt {2}}}$

Гибридный соединитель

Направленные ответвители со связанными линиями описаны выше. Когда связь рассчитана на 3 дБ, она называется гибридным ответвителем. S-матрица для идеального симметричного гибридного ответвителя сводится к:

${\displaystyle \mathbf {S} ={\frac {1}{\sqrt {2}}}{\begin{bmatrix}0&-i&-1&0\\-i&0&0&-1\\-1&0&0&-i\\0&-1&-i&0\end{bmatrix}}}$

Два выходных порта имеют разность фаз 90° (от -i до −1), поэтому это 90° гибрид. ^[28]

Гибридная кольцевая муфта

Рисунок 12. Гибридный кольцевой соединитель в плоском формате

Гибридный кольцевой ответвитель , также называемый ответвителем типа «крысиная гонка», представляет собой четырехпортовый направленный ответвитель 3 дБ, состоящий из кольца линии передачи 3λ/2 с четырьмя линиями с интервалами, показанными на рисунке 12. Входная мощность на порте 1 разделяется и проходит в обоих направлениях по кольцу. На портах 2 и 3 сигнал поступает в фазе и добавляется, тогда как на порте 4 он находится в противофазе и отменяется. Порты 2 и 3 находятся в фазе друг с другом, следовательно, это пример гибрида 0°. На рисунке 12 показана планарная реализация, но эта конструкция также может быть реализована в коаксиальном кабеле или волноводе. Можно создать ответвитель с коэффициентом связи, отличным от 3 дБ , сделав каждую секцию кольца λ/4 попеременно с низким и высоким импедансом, но для ответвителя 3 дБ все кольцо состоит из импедансов портов — для конструкции 50 Ом кольцо будет иметь приблизительно 70 Ом . ^[29] ${\displaystyle \scriptstyle {\sqrt {2}}}$

S-матрица для этого гибрида имеет вид:

${\displaystyle \mathbf {S} ={\frac {1}{\sqrt {2}}}{\begin{bmatrix}0&-i&-i&0\\-i&0&0&i\\-i&0&0&-i\\0&i&-i&0\end{bmatrix}}}$

Гибридное кольцо не симметрично на своих портах; выбор другого порта в качестве входа не обязательно даст те же результаты. С портом 1 или портом 3 в качестве входа гибридное кольцо является 0° гибридом, как и заявлено. Однако использование порта 2 или порта 4 в качестве входа приводит к 180° гибриду. ^[30] Этот факт приводит к другому полезному применению гибридного кольца: его можно использовать для получения суммарных (Σ) и разностных (Δ) сигналов из двух входных сигналов, как показано на рисунке 12. При входах в порты 2 и 3 сигнал Σ появляется на порту 1, а сигнал Δ появляется на порту 4. ^[31]

Несколько выходных делителей

Рисунок 13. Делитель мощности

Типичный делитель мощности показан на рисунке 13. В идеале входная мощность будет разделена поровну между выходными портами. Делители состоят из нескольких ответвителей и, как и ответвители, могут быть реверсированы и использованы в качестве мультиплексоров . Недостатком является то, что для четырехканального мультиплексора выход состоит только из 1/4 мощности от каждого и является относительно неэффективным. Причина этого в том, что на каждом объединителе половина входной мощности идет на порт 4 и рассеивается в нагрузке окончания. Если бы два входа были когерентны, фазы могли бы быть организованы таким образом, чтобы компенсация происходила на порту 4, а затем вся мощность шла бы на порт 1. Однако входы мультиплексора обычно имеют полностью независимые источники и, следовательно, не когерентны. Мультиплексирование без потерь может быть выполнено только с помощью фильтрующих сетей. ^[32]

Типы волноводов

Волноводные направленные ответвители

Волноводный ответвитель линии связи

Описанный выше ответвитель может быть также реализован в волноводе. ^[33]

Направленный ответвитель Bethe-Hole

Рисунок 14. Многоотверстийный направленный ответвитель

Одним из наиболее распространенных и простых направленных ответвителей волноводов является направленный ответвитель Bethe-hole. Он состоит из двух параллельных волноводов, один из которых наложен на другой, с отверстием между ними. Часть мощности из одного волновода выводится через отверстие в другой. Ответвитель Bethe-hole — еще один пример обратного ответвителя. ^[34]

Концепция ответвителя Бете-отверстия может быть расширена путем предоставления нескольких отверстий. Отверстия расположены на расстоянии λ/4 друг от друга. Конструкция таких ответвителей имеет параллели с многосекционными связанными линиями передачи. Использование нескольких отверстий позволяет расширить полосу пропускания, проектируя секции как фильтры Баттерворта, Чебышева или некоторого другого класса. Размер отверстия выбирается так, чтобы обеспечить желаемое соединение для каждой секции фильтра. Критерии проектирования - достижение существенно плоского соединения вместе с высокой направленностью в желаемой полосе. ^[35]

Соединительная муфта с коротким пазом

Соединитель Riblet с короткими щелями представляет собой два волновода, расположенных бок о бок с общей боковой стенкой вместо длинной стороны, как в соединителе Bethe-hole. В боковой стенке вырезается щель для обеспечения связи. Такая конструкция часто используется для создания соединителя на 3 дБ . ^[36]

Обратно-фазовый ответвитель Швингера

Обратнофазовый ответвитель Швингера — это еще одна конструкция, использующая параллельные волноводы, на этот раз длинная сторона одного из них является общей с короткой боковой стенкой другого. Между волноводами, расположенными на расстоянии λ/4 друг от друга, вырезаны две нецентральные щели. Швингер — это обратный ответвитель. Преимущество этой конструкции в том, что она имеет практически плоскую характеристику направленности, а недостаток — сильно зависящую от частоты связь по сравнению с ответвителем Бете-отверстия, который имеет малое изменение коэффициента связи. ^[37]

Муфта Moreno с крестообразными направляющими

Скрещенный волноводный ответвитель Морено имеет два волновода, сложенных один на другой, как ответвитель Бете-отверстия, но под прямым углом друг к другу, а не параллельно. Два нецентральных отверстия, обычно крестообразные, вырезаны по диагонали между волноводами на расстоянии друг от друга . Ответвитель Морено хорош для приложений с плотной связью. Это компромисс между свойствами ответвителей Бете-отверстия и Швингера, причем как связь, так и направленность изменяются в зависимости от частоты. ^[38] ${\displaystyle \scriptstyle {\sqrt {2}}\lambda /4}$

Волноводные делители мощности

Волноводное гибридное кольцо

Гибридное кольцо, рассмотренное выше, также может быть реализовано в волноводе. ^[39]

Волшебная футболка

Рисунок 15. Волшебная футболка

Когерентное разделение мощности впервые было достигнуто с помощью простых тройниковых соединений. На микроволновых частотах волноводные тройники имеют две возможные формы – E-плоскость и H-плоскость . Эти два соединения разделяют мощность поровну, но из-за различных конфигураций поля в соединении электрические поля на выходных плечах находятся в фазе для тройника H-плоскости и на 180° не совпадают по фазе для тройника E-плоскости. Комбинация этих двух тройников для формирования гибридного тройника известна как магический тройник . Магический тройник представляет собой четырехпортовый компонент, который может выполнять векторную сумму (Σ) и разность (Δ) двух когерентных микроволновых сигналов. ^[40]

Типы дискретных элементов

Гибридный трансформатор

Рисунок 16. Гибридный трансформатор 3 дБ для системы 50 Ом

Стандартный гибридный трансформатор 3 дБ показан на рисунке 16. Мощность на порту 1 делится поровну между портами 2 и 3, но в противофазе друг к другу. Таким образом, гибридный трансформатор представляет собой гибрид 180°. Центральный отвод обычно имеет внутреннюю нагрузку, но его можно вывести как порт 4; в этом случае гибрид может использоваться как гибрид суммы и разности. Однако порт 4 представляет собой другой импеданс по сравнению с другими портами и потребует дополнительного трансформатора для преобразования импеданса, если требуется использовать этот порт при том же системном импедансе. ^[41]

Гибридные трансформаторы обычно используются в телекоммуникациях для преобразования 2-х проводов в 4-х проводные. Телефонные трубки включают такой преобразователь для преобразования 2-х проводной линии в 4-х проводную от наушника и мундштука. ^[42]

Трансформаторы с перекрестным соединением

Рисунок 17. Направленный ответвитель с использованием трансформаторов

Для более низких частот (менее 600 МГц ) возможна компактная широкополосная реализация с помощью ВЧ-трансформаторов . На рисунке 17 показана схема, которая предназначена для слабой связи и может быть понята следующим образом: Сигнал поступает по одной паре линий. Один трансформатор уменьшает напряжение сигнала, другой уменьшает ток. Таким образом, импеданс согласуется. Тот же аргумент справедлив для любого другого направления сигнала через ответвитель. Относительный знак индуцированного напряжения и тока определяет направление исходящего сигнала. ^[43]

Связь определяется выражением:

${\displaystyle C_{3,1}=20\log n\ }$

где n — отношение витков вторичной обмотки к первичной.

Для связи 3 дБ , то есть равного разделения сигнала между переданным портом и связанным портом, и изолированный порт заканчивается в двойном характеристическом импедансе – 100 Ом для системы 50 Ом . Делитель мощности 3 дБ , основанный на этой схеме, имеет два выхода в фазе 180° друг к другу, по сравнению с λ/4 связанными линиями, которые имеют фазовое соотношение 90°. ^[44] ${\displaystyle \scriptstyle n={\sqrt {2}}}$

Резистивный тройник

Рисунок 18. Простая резистивная тройниковая схема для системы 50 Ом

Простая тройниковая схема резисторов может использоваться в качестве делителя мощности, как показано на рисунке 18. Эта схема также может быть реализована как дельта-схема с применением преобразования Y-Δ . Дельта-форма использует резисторы, которые равны системному импедансу. Это может быть выгодно, поскольку прецизионные резисторы со значением системного импеданса всегда доступны для большинства системных номинальных импедансов . Тройниковая схема имеет преимущества простоты, низкой стоимости и изначально широкой полосы пропускания. У нее есть два основных недостатка; во-первых, схема будет рассеивать мощность, поскольку она резистивная: равное разделение приведет к вносимым потерям 6 дБ вместо 3 дБ . Вторая проблема заключается в том, что направленность 0 дБ приводит к очень плохой изоляции между выходными портами. ^[45]

Вносимые потери не являются такой уж проблемой при неравномерном распределении мощности: например, -40 дБ на порту 3 имеет вносимые потери менее 0,2 дБ на порту 2. Изоляцию можно улучшить за счет вносимых потерь на обоих выходных портах, заменив выходные резисторы на Т-образные переходники . Улучшение изоляции больше, чем добавленные вносимые потери. ^[46]

6 дБ резистивный мостовой гибрид

Рисунок 19. Гибридный резистивный мост 6 дБ для системы 600 Ом

Настоящий гибридный делитель/соединитель с, теоретически, бесконечной изоляцией и направленностью может быть изготовлен из резистивной мостовой схемы. Как и тройниковая схема, мост имеет вносимые потери 6 дБ . Его недостатком является то, что его нельзя использовать с неуравновешенными цепями без добавления трансформаторов; однако, он идеально подходит для 600-омных сбалансированных телекоммуникационных линий, если вносимые потери не являются проблемой. Резисторы в мосте, которые представляют порты, обычно не являются частью устройства (за исключением порта 4, который вполне может быть оставлен постоянно подключенным внутри), они предоставляются линейными окончаниями. Таким образом, устройство состоит по существу из двух резисторов (плюс окончание порта 4). ^[47]

Приложения

Мониторинг

Связанный выход направленного ответвителя может использоваться для контроля частоты и уровня мощности сигнала без прерывания основного потока мощности в системе (за исключением снижения мощности – см. рисунок 3). ^[48]

Использование изоляции

Рисунок 20. Тестовая установка двухтонального приемника

Если изоляция высокая, направленные ответвители хороши для объединения сигналов для подачи одной линии на приемник для двухтональных тестов приемника . На рисунке 20 один сигнал входит в порт P ₃ , а другой входит в порт P ₂ , в то время как оба выходят из порта P ₁ . Сигнал из порта P ₃ в порт P ₁ будет испытывать потерю 10 дБ , а сигнал из порта P ₂ в порт P ₁ будет иметь потерю 0,5 дБ . Внутренняя нагрузка на изолированном порту рассеет потери сигнала из портов P ₃ и P ₂ . Если пренебречь изоляторами на рисунке 20, измерение изоляции (порт P ₂ в порт P ₃ ) определяет количество мощности от генератора сигнала F _{2 ,} которое будет введено в генератор сигнала F ₁ . По мере увеличения уровня инжекции это может вызвать модуляцию генератора сигнала F ₁ или даже фазовую синхронизацию инжекции. Из-за симметрии направленного ответвителя обратная инжекция будет происходить с теми же возможными проблемами модуляции генератора сигнала F ₂ по F ₁ . Поэтому изоляторы используются на рисунке 20 для эффективного увеличения изоляции (или направленности) направленного ответвителя. Следовательно, потеря инжекции будет изоляцией направленного ответвителя плюс обратная изоляция изолятора. ^[49]

Гибриды

Приложения гибрида включают моноимпульсные компараторы, смесители , сумматоры мощности, делители, модуляторы и фазированные антенные системы радаров. Как синфазные устройства (такие как делитель Уилкинсона), так и квадратурные (90°) гибридные ответвители могут использоваться для приложений когерентного делителя мощности. Пример квадратурных гибридов, используемых в приложении когерентного сумматора мощности, приведен в следующем разделе. ^[50]

Недорогая версия делителя мощности используется в домашних условиях для разделения сигналов кабельного или эфирного телевидения на несколько телевизоров и других устройств. Многопортовые разветвители с более чем двумя выходными портами обычно состоят из ряда каскадных соединителей. Домашний широкополосный интернет-сервис может предоставляться кабельными телевизионными компаниями ( кабельный интернет ). Интернет- кабельный модем домашнего пользователя подключается к одному порту разветвителя. ^[51]

Объединители мощности

Поскольку гибридные схемы являются двунаправленными, их можно использовать для когерентного объединения мощности, а также ее разделения. На рисунке 21 показан пример сигнала, разделенного для питания нескольких маломощных усилителей, а затем рекомбинированного для питания одной антенны с высокой мощностью. ^[52]

Рисунок 21. Схемы разветвителя и сумматора, используемые с усилителями для создания мощного твердотельного усилителя с коэффициентом усиления 40 дБ (коэффициент усиления по напряжению 100).

Рисунок 22. Расположение фаз на гибридном сумматоре мощности.

Фазы входов каждого сумматора мощности расположены таким образом, что два входа сдвинуты по фазе на 90° друг относительно друга. Поскольку сопряженный порт гибридного сумматора сдвинут по фазе на 90° относительно передаваемого порта, это приводит к тому, что мощности складываются на выходе сумматора и отменяются на изолированном порту: на рисунке 22 показан показательный пример с рисунка 21. Обратите внимание, что на каждом сумматоре/делителе имеется дополнительный фиксированный сдвиг фаз на 90° для обоих портов, который для простоты не показан на схемах. ^[53] Подача синфазной мощности на оба входных порта не даст желаемого результата: квадратурная сумма двух входов появится на обоих выходных портах — то есть половина общей мощности каждого из них. Такой подход позволяет использовать в схеме многочисленные менее дорогие и маломощные усилители вместо одной мощной ЛБВ . Еще один подход заключается в том, чтобы каждый твердотельный усилитель (SSA) подавал сигнал на антенну и позволял мощности объединяться в пространстве или использоваться для подачи сигнала на линзу, прикрепленную к антенне. ^[54]

Разность фаз

Рисунок 23. Фазовая комбинация двух антенн

Фазовые свойства 90° гибридного ответвителя могут быть использованы с большой выгодой в микроволновых цепях. Например, в сбалансированном микроволновом усилителе два входных каскада питаются через гибридный ответвитель. Устройство FET обычно имеет очень плохое соответствие и отражает большую часть падающей энергии. Однако, поскольку устройства по сути идентичны, коэффициенты отражения от каждого устройства равны. Отраженное напряжение от FET находится в фазе на изолированном порту и отличается на 180° на входном порту. Поэтому вся отраженная мощность от FET идет на нагрузку на изолированном порту, а мощность не идет на входной порт. Это приводит к хорошему входному соответствию (низкий КСВН). ^[55]

Если для антенного входа в гибридный ответвитель 180° используются согласованные по фазе линии, как показано на рисунке 23, то нуль возникнет непосредственно между антеннами. Чтобы получить сигнал в этом положении, нужно либо изменить тип гибрида, либо длину линии. Чтобы отклонить сигнал с заданного направления или создать разностную диаграмму направленности для моноимпульсного радара , это хороший подход. ^[56]

Фазоразностные ответвители могут использоваться для создания наклона луча в радиостанции VHF FM , задерживая фазу на нижних элементах антенной решетки . В более общем смысле, фазоразностные ответвители вместе с фиксированными фазовыми задержками и антенными решетками используются в сетях формирования луча, таких как матрица Батлера , для создания радиолуча в любом заданном направлении. ^[57]

Смотрите также

• Звездообразная муфта
• Расщепитель луча

Ссылки

1. Исии, стр. 200
   Центр боевых действий ВМС США, стр. 6-4.1
2. Ряйсянен и Лехто, стр.116
3. Центр боевых действий ВМС США, стр. 6.4.1
4. Например; Морган, стр.149
5. Центр боевых действий ВМС США, стр. 6.4.1
   Визмюллер, стр. 101
6. Центр боевых действий ВМС США, стр. 6.4.2
7. Центр боевых действий ВМС США, стр. 6.4.2
8. Центр боевых действий ВМС США, стр. 6.4.3
9. Дайер, стр.479
   Исии, стр.216
   Райсанен и Лехто, стр.120–122
10. Например, Райсанен и Лехто, стр. 120–122.
11. Центр боевых действий ВМС США, стр. 6.4.3
12. Центр боевых действий ВМС США, стр. 6.4.3
13. Морган, стр.149
    Matthaei et al. , стр.775–777
    Визмюллер, стр.101
14. Центр боевых действий ВМС США, стр. 6.4.1
15. Центр военно-морской авиации, стр.6.4.1
    Matthaei et al. , стр.585–588, 776–778.
16. Райсянен и Лехто, стр. 124–126
    Визмюллер, стр. 102–103.
17. Центр боевых действий ВМС США, стр. 6.4.1
18. Франзен, стр.30
19. Центр военно-морской авиации, стр.6.4.1
    Matthaei et al. , стр.775–777.
20. Исии, стр.216
    Райсанен и Лехто, стр.120-122
21. Исии, стр. 223–226
    Matthaei et al. , стр. 809–811
    Райсянен и Лехто, стр. 127
22. Комитанджело и др. , с. 2127-2128 гг.
23. Иннок и др. , стр. 2, 5, 7
24. Ряйсянен и Лехто, стр.126
25. Райсанен и Лехто, стр. 117–118.
26. Центр боевых действий авиации ВМС, стр. 6.4.1, 6.4.3
27. Дайер, стр. 480
    Райсанен и Лехто, стр. 118-119
    Центр военно-морской авиации, стр. 6.4.4
28. Исии, стр.200
29. Исии, стр. 229–230
    Морган, стр. 229–230. 150
    Райсянен и Лехто, стр. 126–127.
30. Исии, стр. 201
31. Райсанен и Лехто, стр. 122, 127.
32. Редди и др. , стр. 60, 71
    Центр боевых действий ВМС США, стр. 6.4.4, 6.4.5
33. Маттеи и др. , стр.811–812
    Исии, стр.223–226
34. Исии, стр.202
    Морган, стр.149
35. Исии, стр. 205–6, 209
    Морган, стр. 149
    Райсанен и Лехто, стр. 122–123
36. Исии, стр.211
37. Исии, стр. 211–212
38. Исии, стр. 212–213
39. Морган, стр.149
40. Центр военно-морской авиации, стр.6.4.4
    Исии, стр.201
    Райсанен и Лехто, стр.123–124
41. Хикман, стр. 50–51.
42. Бигелоу и др. , с.211
    Шапюи и Джоэл, с.512
43. Визмюллер, стр.107–108
44. Визмюллер, стр.108
45. Хикман, стр.49–50
46. Хикман, стр.50
47. Брайант, стр. 114–115.
48. Центр боевых действий ВМС США, стр. 6.4.1
49. Центр боевых действий ВМС США, стр. 6.4.2–6.4.3
50. Центр боевых действий ВМС США, стр. 6.4.3–6.4.4
51. Чэнь, стр.76
    Гралла, стр.61-62
52. Ряйсянен и Лехто, стр.116
53. Исии, стр.200
54. Центр боевых действий ВМС США, стр. 6.4.5
55. Центр боевых действий ВМС США, стр. 6.4.3
56. Центр боевых действий ВМС США, стр. 6.4.4
57. Фудзимото, стр. 199–201
    Ло и Ли, стр. 27.7

Библиография

 В этой статье использованы материалы из общедоступного справочника Electronic Warfare and Radar Systems Engineering Handbook (номер отчета TS 92-78). Avionics Department of the Naval Air Warfare Center Weapons Division . Получено 9 июня 2006 г. (стр. 6–4.1 – 6–4.5 Делители мощности и направленные ответвители).

• Стивен Дж. Бигелоу, Джозеф Дж. Карр, Стив Уиндер, Понимание телефонной электроники Newnes, 2001 ISBN 0-7506-7175-0 . 
• Джефф Х. Брайант, Принципы микроволновых измерений , Институт инженеров-электриков, 1993 ISBN 0-86341-296-3 . 
• Роберт Дж. Шапюи, Амос Э. Джоэл, 100 лет телефонной коммутации (1878–1978): Электроника, компьютеры и телефонная коммутация (1960–1985) , IOS Press, 2003 ISBN 1-58603-372-7 . 
• Уолтер Й. Чен, Основы домашних сетей , Prentice Hall Professional, 2003 ISBN 0-13-016511-5 . 
• Р. Комитанжело, Д. Минервини, Б. Пиовано, «Сети формирования луча оптимального размера и компактности для многолучевых антенн на частоте 900 МГц», Международный симпозиум IEEE Antennas and Propagation Society 1997 , т. 4, стр. 2127-2130, 1997.
• Стивен А. Дайер, Обзор приборов и измерений Wiley-IEEE, 2001 ISBN 0-471-39484-X . 
• Кёхэй Фудзимото, Справочник по мобильным антенным системам , Artech House, 2008 ISBN 1-59693-126-4 . 
• Престон Гралла, Как работает Интернет , Que Publishing, 1998 ISBN 0-7897-1726-3 . 
• Ян Хикман, Практический справочник по радиочастотам , Newnes, 2006 ISBN 0-7506-8039-3 . 
• Апинья Иннок, Пирапонг Утхансакул, Монтиппа Утхансакул, «Метод углового формирования луча для системы формирования луча MIMO», Международный журнал антенн и распространения радиоволн , т. 2012, вып. 11, декабрь 2012 г.
• Томас Корю Ишии, Справочник по микроволновой технике: компоненты и устройства , Academic Press, 1995 ISBN 0-12-374696-5 . 
• YT Lo, SW Lee, Справочник по антеннам: применение , Springer, 1993 ISBN 0-442-01594-1 . 
• Маттеи, Джордж Л.; Янг, Лео и Джонс, EMT Микроволновые фильтры, сети согласования импеданса и структуры связи McGraw-Hill 1964 OCLC  299575271
• Д. Морган, Справочник по испытаниям и измерениям ЭМС , IET, 1994 ISBN 0-86341-756-6 . 
• Антти В. Райсянен, Арто Лехто, Радиотехника для беспроводной связи и сенсорных приложений , Artech House, 2003 ISBN 1-58053-542-9 . 
• KR Reddy, SB Badami, V. Balasubramanian, Колебания и волны , Universities Press, 1994 ISBN 81-7371-018-X . 
• Питер Визмюллер, Руководство по проектированию радиочастот: системы, схемы и уравнения, Том 1 , Artech House, 1995 ISBN 0-89006-754-6 . 
• А. Францен, Impulsantwort eines Leitungskopplers , CQ DL, vol. 7, стр. 28-31, 2020.