Понижающий преобразователь

Понижающий преобразователь напряжения постоянного тока

Сравнение неизолированных коммутационных топологий DC-DC преобразователей: buck, boost , buck–boost , Ćuk . Вход с левой стороны, выход с нагрузкой с правой стороны. Обычно коммутатор представляет собой MOSFET , IGBT или BJT транзистор

Понижающий преобразователь или понижающий преобразователь — это преобразователь постоянного тока , который уменьшает напряжение , одновременно увеличивая ток , от своего входа ( источника ) до своего выхода ( нагрузки ). Это класс импульсных источников питания . Импульсные преобразователи (такие как понижающие преобразователи) обеспечивают гораздо большую энергоэффективность в качестве преобразователей постоянного тока, чем линейные стабилизаторы , которые представляют собой более простые схемы, рассеивающие мощность в виде тепла, но не увеличивающие выходной ток. ^{[1] Эффективность понижающих преобразователей может быть очень высокой, часто более 90%, что делает их полезными для таких задач, как преобразование основного напряжения} питания компьютера , которое обычно составляет 12  В, до более низких напряжений, необходимых для USB , DRAM и CPU , которые обычно составляют 5, 3,3 или 1,8  В.

Понижающие преобразователи обычно содержат по крайней мере два полупроводника ( диод и транзистор , хотя современные понижающие преобразователи часто заменяют диод вторым транзистором, используемым для синхронного выпрямления ) и по крайней мере один элемент хранения энергии ( конденсатор , индуктор или оба в комбинации). Для уменьшения пульсации напряжения фильтры, сделанные из конденсаторов (иногда в сочетании с индукторами), обычно добавляются к выходу такого преобразователя (фильтр со стороны нагрузки) и входу (фильтр со стороны питания). ^[2] Его название происходит от индуктора, который «понижает» или противодействует напряжению питания. ^[3]

Понижающие преобразователи обычно работают с диапазоном частот переключения от 100 кГц до нескольких МГц. Более высокая частота переключения позволяет использовать меньшие индукторы и конденсаторы, но также увеличивает потерю эффективности из-за более частого переключения транзисторов.

Теория

Рис. 2: Две конфигурации схемы понижающего преобразователя: включенное состояние, когда переключатель замкнут; и выключенное состояние, когда переключатель разомкнут (стрелки указывают ток в соответствии с моделью обычного направления тока ).

Рис. 3: Условные обозначения компонентов, напряжений и токов понижающего преобразователя.

Рис. 4: Изменение во времени напряжений и тока в идеальном понижающем преобразователе, работающем в непрерывном режиме. ${\displaystyle V_{o},V_{D},V_{L}}$ ${\displaystyle I_{L}}$

Основная концепция понижающего преобразователя:

1. Используйте более высокое, чем необходимо, напряжение источника, чтобы быстро индуцировать ток в индукторе («включено» на рис. 2 и 4).
2. Отключите источник и используйте инерцию тока в индукторе, чтобы обеспечить больший ток, чем обеспечивает источник («выкл.» на рис. 2 и 4). Чтобы замкнуть цепь при отключенном источнике, необходим второй переключатель, обычно диод.

В состоянии «включено» источнику может потребоваться на мгновение обеспечить больший ток, чем позволяет его номинальная мощность для постоянной нагрузки, но время включения слишком короткое, чтобы источник получил повреждения. В состоянии «выключено» ток от источника не потребляется, и компоненты могут остыть. Средний потребляемый ток в обоих состояниях должен быть ниже спецификации источника.

Для выравнивания скачков напряжения, возникающих при переключении между включенным и выключенным состояниями, на выходной стороне используется конденсатор.

Механической аналогией понижающего преобразователя было бы вращение педалей велосипеда отдельными сильными толчками (Сила ~ Напряжение), а между ними — движение велосипеда (инерция ~ индуктор).

Основная операция понижающего преобразователя заключается в том, что ток в индукторе управляется двумя переключателями (рис. 2). В физической реализации эти переключатели реализованы транзистором и диодом, или двумя транзисторами (что позволяет избежать потерь, связанных с падением напряжения на диоде).

Идеализированный случай

Концептуальная модель понижающего преобразователя лучше всего понимается с точки зрения соотношения между током и напряжением индуктора. Начиная с разомкнутого переключателя (выключенное состояние), ток в цепи равен нулю. Когда переключатель впервые замкнут (включенное состояние), ток начнет увеличиваться, и индуктор будет создавать противоположное напряжение на своих клеммах в ответ на изменяющийся ток. Это падение напряжения противодействует напряжению источника и, следовательно, снижает чистое напряжение на нагрузке. Со временем скорость изменения тока уменьшается, и напряжение на индукторе также затем уменьшается, увеличивая напряжение на нагрузке. В течение этого времени индуктор запасает энергию в форме магнитного поля .

Если переключатель разомкнут, пока ток еще меняется, то всегда будет падение напряжения на индукторе, поэтому чистое напряжение на нагрузке всегда будет меньше, чем входное напряжение источника. Когда переключатель снова разомкнут (выключенное состояние), источник напряжения будет удален из цепи, и ток уменьшится. Уменьшающийся ток вызовет падение напряжения на индукторе (противоположное падению во включенном состоянии), и теперь индуктор становится источником тока. Сохраненная энергия в магнитном поле индуктора поддерживает ток через нагрузку. Этот ток, текущий при отключенном источнике входного напряжения, при добавлении к току, текущему во включенном состоянии, дает в сумме ток, больший, чем средний входной ток (равный нулю во выключенном состоянии).

«Увеличение» среднего тока компенсирует снижение напряжения и в идеале сохраняет мощность, подаваемую на нагрузку. В выключенном состоянии индуктор разряжает свою накопленную энергию в остальную часть цепи. Если переключатель снова замкнут до того, как индуктор полностью разрядится (включенное состояние), напряжение на нагрузке всегда будет больше нуля.

Непрерывный режим

Понижающие преобразователи работают в непрерывном режиме, если ток через индуктор ( ) никогда не падает до нуля в течение цикла коммутации. В этом режиме принцип работы описывается графиками на рисунке 4: ^[2] ${\displaystyle I_{\text{L}}}$

• Когда переключатель, изображенный выше, замкнут (верхняя часть рисунка 2), напряжение на индукторе равно . Ток через индуктор возрастает линейно (в приближении, пока падение напряжения почти постоянно). Поскольку диод обратно смещен источником напряжения V, ток через него не течет; ${\displaystyle V_{\text{L}}=V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}$
• Когда переключатель разомкнут (внизу рисунка 2), диод смещен в прямом направлении. Напряжение на индукторе равно (пренебрегая падением напряжения на диоде). Ток уменьшается. ${\displaystyle V_{\text{L}}=-V_{\text{o}}}$ ${\displaystyle I_{\text{L}}}$

Энергия, запасенная в индукторе L, равна

${\displaystyle E={\frac {1}{2}}LI_{\text{L}}^{2}}$

Таким образом, можно увидеть, что энергия, запасенная в L, увеличивается во время включенного состояния , а затем уменьшается во время выключенного состояния. L используется для передачи энергии со входа на выход преобразователя. ${\displaystyle I_{\text{L}}}$

Скорость изменения можно рассчитать по формуле: ${\displaystyle I_{\text{L}}}$

${\displaystyle V_{\text{L}}=L{\frac {\mathrm {d} I_{\text{L}}}{\mathrm {d} t}}}$

При этом во включенном состоянии и во выключенном состоянии равны . Таким образом, увеличение тока во включенном состоянии определяется по формуле: ${\displaystyle V_{\text{L}}}$ ${\displaystyle V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}$ ${\displaystyle -V_{\text{o}}}$

${\displaystyle {\begin{aligned}\Delta I_{L_{\text{on}}}&=\int _{0}^{t_{\text{on}}}{\frac {V_{\text{L}}}{L}}\,\mathrm {d} t={\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{L}}t_{\text{on}},&t_{\text{on}}&=DT\end{aligned}}}$

где — скаляр, называемый рабочим циклом , со значением от 0 до 1. ${\displaystyle D}$

Наоборот, уменьшение тока в выключенном состоянии определяется по формуле:

${\displaystyle {\begin{aligned}\Delta I_{L_{\text{off}}}&=\int _{t_{\text{on}}}^{T=t_{\text{on}}+t_{\text{off}}}{\frac {V_{\text{L}}}{L}}\,\mathrm {d} t=-{\frac {V_{\text{o}}}{L}}t_{\text{off}},&t_{\text{off}}&=(1-D)T\end{aligned}}}$

Если предположить, что преобразователь работает в установившемся режиме, то энергия, запасенная в каждом компоненте в конце цикла коммутации T, равна энергии в начале цикла. Это означает, что ток одинаков при и при (рисунок 4). ${\displaystyle I_{\text{L}}}$ ${\displaystyle t=0}$ ${\displaystyle t=T}$

Итак, из приведенных выше уравнений можно записать следующее:

${\displaystyle {\begin{aligned}\Delta I_{L_{\text{on}}}+\Delta I_{L_{\text{off}}}&=0\\{\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{L}}t_{\text{on}}-{\frac {V_{\text{o}}}{L}}t_{\text{off}}&=0\end{aligned}}}$

Вышеуказанные интегрирования можно выполнить графически. На рисунке 4 пропорциональна площади желтой поверхности и площади оранжевой поверхности, поскольку эти поверхности определяются напряжением индуктора (красные линии). Поскольку эти поверхности являются простыми прямоугольниками, их площади можно легко найти: для желтого прямоугольника и для оранжевого. Для установившегося режима работы эти площади должны быть равны. ${\displaystyle \Delta I_{L_{\text{on}}}}$ ${\displaystyle \Delta I_{L_{\text{off}}}}$ ${\displaystyle \left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)t_{\text{on}}}$ ${\displaystyle -V_{\text{o}}t_{\text{off}}}$

Как видно на рисунке 4, и . ${\displaystyle t_{\text{on}}=DT}$ ${\displaystyle t_{\text{off}}=(1-D)T}$

Это дает:

${\displaystyle {\begin{aligned}\left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT-V_{\text{o}}(1-D)T&=0\\DV_{\text{i}}-V_{\text{o}}&=0\\{}\Rightarrow D&={\frac {V_{\text{o}}}{V_{\text{i}}}}\end{aligned}}}$

Из этого уравнения видно, что выходное напряжение преобразователя изменяется линейно с рабочим циклом для заданного входного напряжения. Поскольку рабочий цикл равен отношению между и периодом , он не может быть больше 1. Следовательно, . Вот почему этот преобразователь называется понижающим преобразователем . ${\displaystyle D}$ ${\displaystyle t_{\text{on}}}$ ${\displaystyle T}$ ${\displaystyle V_{\text{o}}\leq V_{\text{i}}}$

Так, например, для понижения напряжения с 12 В до 3 В (выходное напряжение равно четверти входного напряжения) в этой теоретически идеальной схеме потребуется рабочий цикл 25%.

Прерывистый режим

Рис. 5: Изменение напряжений и токов во времени в идеальном понижающем преобразователе, работающем в прерывистом режиме.

В некоторых случаях количество энергии, требуемое нагрузкой, слишком мало. В этом случае ток через индуктор падает до нуля в течение части периода. Единственное отличие в описанном выше принципе заключается в том, что индуктор полностью разряжается в конце цикла коммутации (см. рисунок 5). Однако это оказывает некоторое влияние на предыдущие уравнения.

Падение тока индуктора ниже нуля приводит к разрядке выходного конденсатора во время каждого цикла и, следовательно, к более высоким потерям переключения  [de] . Для минимизации этих потерь можно использовать другой метод управления, известный как частотно-импульсная модуляция .

Мы по-прежнему считаем, что преобразователь работает в установившемся режиме. Поэтому энергия в индукторе одинакова в начале и в конце цикла (в случае прерывистого режима она равна нулю). Это означает, что среднее значение напряжения индуктора (V _L ) равно нулю; т.е. что площади желтого и оранжевого прямоугольников на рисунке 5 одинаковы. Это дает:

${\displaystyle \left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT-V_{\text{o}}\delta T=0}$

Итак, значение δ равно:

${\displaystyle \delta ={\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{V_{\text{o}}}}D}$

Выходной ток, подаваемый на нагрузку ( ), постоянен, поскольку мы считаем, что выходной конденсатор достаточно большой, чтобы поддерживать постоянное напряжение на своих клеммах во время цикла коммутации. Это означает, что ток, протекающий через конденсатор, имеет нулевое среднее значение. Поэтому мы имеем: ${\displaystyle I_{\text{o}}}$

${\displaystyle {\overline {I_{\text{L}}}}=I_{\text{o}}}$

Где - среднее значение тока индуктора. Как видно из рисунка 5, форма волны тока индуктора имеет треугольную форму. Поэтому среднее значение I _L можно геометрически отсортировать следующим образом: ${\displaystyle {\overline {I_{\text{L}}}}}$

${\displaystyle {\begin{aligned}{\overline {I_{\text{L}}}}&=\left({\frac {1}{2}}I_{L_{\text{max}}}DT+{\frac {1}{2}}I_{L_{\text{max}}}\delta T\right){\frac {1}{T}}\\&={\frac {1}{2}}I_{L_{\text{max}}}\left(D+\delta \right)\\&=I_{\text{o}}\end{aligned}}}$

Ток индуктора в начале равен нулю и возрастает в течение t _до I _Lmax . Это означает, что I _{L max} равен:

${\displaystyle I_{L_{\text{max}}}={\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{L}}DT}$

Подстановка значения I _Lmax в предыдущее уравнение приводит к:

${\displaystyle I_{\text{o}}={\frac {\left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT\left(D+\delta \right)}{2L}}}$

И замена δ на выражение, приведенное выше, дает:

${\displaystyle I_{\text{o}}={\frac {\left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT\left(D+{\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{V_{\text{o}}}}D\right)}{2L}}}$

Это выражение можно переписать так:

${\displaystyle V_{\text{o}}=V_{\text{i}}{\frac {1}{{\frac {2LI_{\text{o}}}{D^{2}V_{\text{i}}T}}+1}}}$

Видно, что выходное напряжение понижающего преобразователя, работающего в прерывистом режиме, гораздо сложнее, чем его аналог в непрерывном режиме. Кроме того, выходное напряжение теперь является функцией не только входного напряжения (V _i ) и рабочего цикла D, но также значения индуктивности (L), периода коммутации (T) и выходного тока (I _o ).

От прерывистого к непрерывному режиму (и наоборот)

Рис. 6: Эволюция нормализованных выходных напряжений с нормализованным выходным током

Преобразователь работает в прерывистом режиме, когда нагрузка потребляет низкий ток, и в непрерывном режиме при более высоких уровнях тока нагрузки. Граница между прерывистым и непрерывным режимами достигается, когда ток индуктора падает до нуля точно в конце цикла коммутации. Используя обозначения рисунка 5, это соответствует:

${\displaystyle {\begin{aligned}DT+\delta T&=T\\\Rightarrow D+\delta &=1\end{aligned}}}$

Таким образом, выходной ток (равный среднему току индуктора) на границе между прерывистым и непрерывным режимами равен (см. выше):

${\displaystyle I_{{\text{o}}_{\text{lim}}}={\frac {I_{L_{\text{max}}}}{2}}\left(D+\delta \right)={\frac {I_{L_{\text{max}}}}{2}}}$

Заменяем I _Lmax его значением:

${\displaystyle I_{o_{\text{lim}}}={\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{2L}}DT}$

На границе между двумя режимами выходное напряжение подчиняется обоим выражениям, приведенным соответственно в непрерывной и прерывистой секциях. В частности, первое из них равно

${\displaystyle V_{\text{o}}=DV_{\text{i}}}$

Итак, I _olim можно записать как:

${\displaystyle I_{o_{\text{lim}}}={\frac {V_{\text{i}}\left(1-D\right)}{2L}}DT}$

Давайте теперь введем еще два обозначения:

• нормализованное напряжение, определяемое как . Оно равно нулю, когда , и 1, когда  ; ${\displaystyle \left|V_{\text{o}}\right|={\frac {V_{\text{o}}}{V_{\text{i}}}}}$ ${\displaystyle V_{\text{o}}=0}$ ${\displaystyle V_{\text{o}}=V_{\text{i}}}$
• нормализованный ток, определяемый как . Этот термин равен максимальному увеличению тока индуктора в течение цикла; т. е. увеличению тока индуктора с рабочим циклом D=1. Таким образом, в установившемся режиме работы преобразователя это означает, что равняется 0 при отсутствии выходного тока и 1 при максимальном токе, который может выдать преобразователь. ${\displaystyle \left|I_{\text{o}}\right|={\frac {L}{TV_{\text{i}}}}I_{\text{o}}}$ ${\displaystyle {\frac {TV_{\text{i}}}{L}}}$ ${\displaystyle \left|I_{\text{o}}\right|}$

Используя эти обозначения, имеем:

• в непрерывном режиме:

  ${\displaystyle \left|V_{\text{o}}\right|=D}$

• в прерывистом режиме:

  ${\displaystyle {\begin{aligned}\left|V_{\text{o}}\right|&={\frac {1}{{\frac {2LI_{\text{o}}}{D^{2}V_{\text{i}}T}}+1}}\\&={\frac {1}{{\frac {2\left|I_{\text{o}}\right|}{D^{2}}}+1}}\\&={\frac {D^{2}}{2\left|I_{\text{o}}\right|+D^{2}}}\end{aligned}}}$

ток на границе между непрерывным и прерывистым режимом равен:

${\displaystyle {\begin{aligned}I_{o_{\text{lim}}}&={\frac {V_{\text{i}}}{2L}}D\left(1-D\right)T\\&={\frac {I_{\text{o}}}{2\left|I_{\text{o}}\right|}}D\left(1-D\right)\end{aligned}}}$

Таким образом, предел между непрерывным и прерывистым режимами определяется выражением:

${\displaystyle {\frac {\left(1-D\right)D}{2\left|I_{\text{o}}\right|}}=1}$

Эти выражения были построены на рисунке 6. Из этого можно сделать вывод, что в непрерывном режиме выходное напряжение зависит только от рабочего цикла, тогда как в прерывистом режиме оно гораздо сложнее. Это важно с точки зрения управления.

На уровне схемы обнаружение границы между CCM и DCM обычно обеспечивается измерением тока индуктора, требующим высокой точности и быстрых детекторов, таких как: ^{[4] [5]}

Факторы реального мира

Рис. 7: Изменение выходного напряжения понижающего преобразователя в зависимости от рабочего цикла при увеличении паразитного сопротивления индуктора.

Приведенный выше анализ был проведен с учетом следующих предположений:

• Выходной конденсатор имеет достаточную емкость для подачи питания на нагрузку (простое сопротивление) без заметного изменения ее напряжения.
• Падение напряжения на диоде при прямом смещении равно нулю
• Никаких потерь на коммутацию в переключателе и диоде.

Эти предположения могут быть довольно далеки от реальности, а несовершенство реальных компонентов может оказать пагубное влияние на работу преобразователя.

Пульсация выходного напряжения (непрерывный режим)

Пульсация выходного напряжения — это название явления, при котором выходное напряжение растет во время включенного состояния и падает во время выключенного состояния. На это влияют несколько факторов, включая, помимо прочего, частоту переключения, выходную емкость, индуктор, нагрузку и любые токоограничивающие характеристики схемы управления. На самом базовом уровне выходное напряжение будет расти и падать в результате зарядки и разрядки выходного конденсатора:

${\displaystyle dV_{\text{o}}={\frac {idT}{C}}}$

Мы можем наилучшим образом аппроксимировать выходное пульсирующее напряжение, сместив выходной ток в зависимости от формы сигнала времени (непрерывный режим) вниз так, чтобы средний выходной ток находился вдоль оси времени. Когда мы это делаем, мы видим, что форма сигнала переменного тока втекает и вытекает из выходного конденсатора (пилообразная форма сигнала). Мы отмечаем, что V _c-min (где V _c — напряжение конденсатора) возникает при t _on /2 (сразу после разрядки конденсатора), а V _{c-max —} при t _off /2. Интегрируя I d t (= d Q  ; так как I = d Q / d t , C = Q / V , поэтому d V = d Q / C ) под формой выходного тока, записывая выходное пульсирующее напряжение как d V = I d t / C , мы интегрируем площадь над осью, чтобы получить пульсирующее напряжение от пика до пика как: Δ V = Δ I T / 8 C (где Δ I - пульсирующий ток от пика до пика, а T - период времени пульсации. Полное объяснение дано там.) Из базовой теории цепей переменного тока мы отмечаем, что наше пульсирующее напряжение должно быть примерно синусоидальным: полное сопротивление конденсатора, умноженное на пиковое значение пульсирующего тока, или Δ V = Δ I / (2ω C ), где ω = 2π f , f - частота пульсации, а f = 1/ T , T - период пульсации. Это дает: Δ V = Δ I T /2π C ), и мы сравниваем с этим значением, чтобы подтвердить вышесказанное, поскольку у нас есть фактор 8 против фактора ~ 6,3 из базовой теории цепей переменного тока для синусоиды. Это дает уверенность в нашей оценке здесь пульсирующего напряжения. Абзац непосредственно ниже относится к тому, что непосредственно выше, и может быть неверным. Используйте уравнения в этом абзаце. Еще раз, пожалуйста, см. вкладку обсуждения для получения дополнительной информации: относящаяся к выходному пульсирующему напряжению и AoE (Искусство электроники, 3-е издание).

В состоянии Off ток в этом уравнении является током нагрузки. В состоянии On ток является разницей между током переключателя (или током источника) и током нагрузки. Продолжительность времени (d T ) определяется рабочим циклом и частотой переключения.

Для включенного состояния:

${\displaystyle dT_{\text{on}}=DT={\frac {D}{f}}}$

Для выключенного состояния:

${\displaystyle dT_{\text{off}}=(1-D)T={\frac {1-D}{f}}}$

Качественно, по мере увеличения выходной емкости или частоты переключения величина пульсации уменьшается. Пульсация выходного напряжения обычно является спецификацией конструкции для источника питания и выбирается на основе нескольких факторов. Выбор конденсатора обычно определяется на основе стоимости, физического размера и неидеальности различных типов конденсаторов. Выбор частоты переключения обычно определяется на основе требований к эффективности, которая имеет тенденцию к снижению на более высоких рабочих частотах, как описано ниже в разделе Влияние неидеальности на эффективность. Более высокая частота переключения также может вызывать проблемы с электромагнитными помехами.

Пульсация выходного напряжения является одним из недостатков импульсного источника питания, а также может служить мерой его качества.

Влияние на эффективность

Упрощенный анализ выше не учитывает неидеальности компонентов схемы и не учитывает требуемую схему управления. Потери мощности из-за схемы управления обычно незначительны по сравнению с потерями в силовых устройствах (переключатели, диоды, индукторы и т. д.). Неидеальности силовых устройств составляют большую часть потерь мощности в преобразователе.

В любом импульсном регуляторе происходят как статические, так и динамические потери мощности. Статические потери мощности включают потери (проводимости) в проводах или дорожках печатной платы, а также в переключателях и индукторе, как и в любой электрической цепи. Динамические потери мощности происходят в результате переключения, например, зарядки и разрядки затвора переключателя, и пропорциональны частоте переключения. ${\displaystyle I^{2}R}$

Полезно начать с расчета рабочего цикла для неидеального понижающего преобразователя, который равен:

${\displaystyle D={\frac {V_{\text{o}}+(V_{\text{sw,sync}}+V_{\text{L}})}{V_{\text{i}}-V_{\text{sw}}+V_{\text{sw,sync}}}}}$

где:

• V _sw — падение напряжения на выключателе питания,
• V _sw,sync — падение напряжения на синхронном переключателе или диоде, а
• V _L — падение напряжения на катушке индуктивности.

Описанные выше падения напряжения представляют собой статические потери мощности, которые в первую очередь зависят от постоянного тока, и поэтому их можно легко рассчитать. Для падения напряжения на диоде V _sw и V _sw,sync могут быть уже известны, исходя из свойств выбранного устройства.

${\displaystyle {\begin{aligned}V_{\text{sw}}&=I_{\text{sw}}R_{\text{on}}=DI_{\text{o}}R_{\text{on}}\\V_{\text{sw,sync}}&=I_{\text{sw,sync}}R_{\text{on}}=(1-D)I_{\text{o}}R_{\text{on}}\\V_{\text{L}}&=I_{\text{L}}R_{\text{DC}}\end{aligned}}}$

где:

• R _on — сопротивление включения каждого переключателя, а
• R _DC — сопротивление индуктора постоянному току.

Уравнение рабочего цикла несколько рекурсивно. Грубый анализ можно сделать, сначала вычислив значения V _sw и V _sw,sync с использованием идеального уравнения рабочего цикла.

Для падения напряжения на MOSFET общепринятым приближением является использование R _DSon из спецификации MOSFET в законе Ома, V = I _DS R _DSon(sat) . Это приближение приемлемо, поскольку MOSFET находится в линейном состоянии с относительно постоянным сопротивлением сток-исток. Это приближение справедливо только при относительно низких значениях V _DS . Для более точных расчетов в спецификациях MOSFET содержатся графики зависимости V _DS и I _DS при нескольких значениях V _GS . Наблюдайте V _DS при V _GS и I _DS , которые наиболее точно соответствуют ожидаемым в понижающем преобразователе. ^[6]

Кроме того, потеря мощности происходит из-за токов утечки. Эта потеря мощности просто

${\displaystyle P_{\text{leakage}}=I_{\text{leakage}}V}$

где:

• I _утечка — ток утечки переключателя, а
• V — напряжение на переключателе.

Динамические потери мощности обусловлены поведением переключения выбранных проходных устройств ( MOSFET , силовые транзисторы , IGBT и т. д.). Эти потери включают потери включения и выключения и потери переключения.

Потери при включении и выключении переключателя легко объединить в одну сумму

${\displaystyle P_{\text{SW}}={\frac {VI_{\text{o}}(t_{\text{rise}}+t_{\text{fall}})}{6T}}}$

где:

• V — напряжение на переключателе, когда переключатель выключен,
• t _rise и t _fall — это время нарастания и спада переключения, а
• T — период переключения

но это не учитывает паразитную емкость МОП-транзистора, который делает пластину Миллера . Тогда потери переключения будут больше похожи на:

${\displaystyle P_{\text{SW}}={\frac {VI_{\text{o}}\left(t_{\text{rise}}+t_{\text{fall}}\right)}{2T}}}$

Когда MOSFET используется для нижнего переключателя, дополнительные потери могут возникнуть в течение времени между выключением переключателя высокой стороны и включением переключателя низкой стороны, когда внутренний диод MOSFET низкой стороны проводит выходной ток. Это время, известное как время неперекрытия, предотвращает «прострел», состояние, при котором оба переключателя одновременно включаются. Начало прострела генерирует серьезные потери мощности и тепла. Правильный выбор времени неперекрытия должен уравновешивать риск прострела с увеличенной потерей мощности, вызванной проводимостью внутреннего диода. Многие понижающие преобразователи на основе MOSFET также включают диод, чтобы помочь нижнему внутреннему диоду MOSFET с проводимостью в течение времени неперекрытия. Когда диод используется исключительно для нижнего переключателя, время прямого включения диода может снизить эффективность и привести к перенапряжению. ^[7]

Потери мощности на внутреннем диоде также пропорциональны частоте переключения и составляют

${\displaystyle P_{\text{D,body}}=V_{\text{F}}I_{\text{o}}t_{\text{no}}f_{\text{SW}}}$

где:

• V _F — прямое напряжение внутреннего диода, а
• t _no — выбранное время неперекрытия.

Наконец, потери мощности происходят из-за мощности, необходимой для включения и выключения переключателей. Для переключателей MOSFET эти потери в основном определяются энергией, необходимой для зарядки и разрядки емкости затвора MOSFET между пороговым напряжением и выбранным напряжением затвора. Эти потери при переходе переключателя происходят в основном в драйвере затвора и могут быть минимизированы путем выбора MOSFET с низким зарядом затвора, путем подачи на затвор MOSFET более низкого напряжения (за счет увеличения потерь проводимости MOSFET) или путем работы на более низкой частоте.

${\displaystyle P_{\text{Gdrive}}=Q_{\text{G}}V_{\text{GS}}f_{\text{SW}}}$

где:

• Q _G — заряд затвора выбранного МОП-транзистора, а
• V _GS — пиковое напряжение затвор-исток.

Для N-MOSFET ключ верхнего плеча должен быть приведен в действие более высоким напряжением, чем V _i . Для достижения этого драйверы затворов MOSFET обычно подают выходное напряжение MOSFET обратно в драйвер затвора. Затем драйвер затвора добавляет свое собственное напряжение питания к выходному напряжению MOSFET при управлении MOSFET верхнего плеча для достижения V _GS, равного напряжению питания драйвера затвора. ^{[8] Поскольку} V _GS нижнего плеча является напряжением питания драйвера затвора, это приводит к очень похожим значениям V _GS для MOSFET верхнего и нижнего плеча.

Полная конструкция понижающего преобразователя включает в себя анализ компромиссов различных потерь мощности. Проектировщики уравновешивают эти потери в соответствии с ожидаемым использованием готовой конструкции. Преобразователь, который, как ожидается, будет иметь низкую частоту переключения, не требует переключателей с низкими потерями на переходе затвора; преобразователь, работающий с высоким рабочим циклом, требует переключателя на нижней стороне с низкими потерями проводимости.

Конкретные структуры

Синхронное выпрямление

Рис. 8: Упрощенная схема синхронного преобразователя, в котором D заменен вторым переключателем S ₂ .

Синхронный понижающий преобразователь представляет собой модифицированную версию базовой топологии схемы понижающего преобразователя, в которой диод D заменен вторым переключателем S _2. Эта модификация является компромиссом между повышенной стоимостью и улучшенной эффективностью.

В стандартном понижающем преобразователе диод обратного хода включается сам по себе вскоре после выключения ключа в результате повышения напряжения на диоде. Это падение напряжения на диоде приводит к потере мощности, которая равна

${\displaystyle P_{\text{D}}=V_{\text{D}}(1-D)I_{\text{o}}}$

где:

• V _D — падение напряжения на диоде при токе нагрузки I _o ,
• D — рабочий цикл, а
• I _o — ток нагрузки.

Заменив диод переключателем, выбранным для низких потерь, можно повысить эффективность преобразователя. Например, MOSFET с очень низким R _DSon может быть выбран для S ₂ , обеспечивая потерю мощности на переключателе _2, который

${\displaystyle P_{S_{2}}=I_{\text{o}}^{2}R_{\text{DSon}}(1-D)}$

В обоих случаях потери мощности сильно зависят от рабочего цикла, D. Потери мощности на обратном диоде или нижнем переключателе будут пропорциональны времени его включения. Поэтому системы, рассчитанные на работу с низким рабочим циклом, будут страдать от более высоких потерь в обратном диоде или нижнем переключателе, и для таких систем выгодно рассмотреть конструкцию синхронного понижающего преобразователя.

Рассмотрим блок питания компьютера , где входное напряжение составляет 5 В, выходное напряжение — 3,3 В, а ток нагрузки — 10  А. В этом случае рабочий цикл составит 66%, а диод будет включен в течение 34% времени. Типичный диод с прямым напряжением 0,7 В будет терпеть потерю мощности 2,38 Вт. Однако правильно выбранный МОП-транзистор с R _Dson 0,015 Ом будет терять всего 0,51 Вт на потери проводимости. Это приводит к повышению эффективности и снижению тепловыделения.

Еще одним преимуществом синхронного преобразователя является то, что он является двунаправленным, что подходит для приложений, требующих рекуперативного торможения . Когда мощность передается в «обратном» направлении, он действует во многом как повышающий преобразователь .

Преимущества синхронного понижающего преобразователя не обходятся без затрат. Во-первых, нижний переключатель обычно стоит дороже, чем обратный диод. Во-вторых, сложность преобразователя значительно возрастает из-за необходимости драйвера переключателя с дополнительным выходом.

Такой драйвер должен предотвращать одновременное включение обоих переключателей, неисправность, известную как «проскок». Простейший метод предотвращения проскок — это временная задержка между выключением S ₁ и включением S ₂ и наоборот. Однако установка этой временной задержки достаточно большой, чтобы гарантировать, что S ₁ и S ₂ никогда не будут включены одновременно, сама по себе приведет к избыточной потере мощности. Улучшенный метод предотвращения этого состояния известен как адаптивная защита «без перекрытия», при которой напряжение в узле переключения (точка, где соединяются S ₁ , S ₂ и L) измеряется для определения его состояния. Когда напряжение в узле переключения проходит заданный порог, запускается временная задержка. Таким образом, драйвер может подстраиваться под многие типы переключателей без чрезмерной потери мощности, которую эта гибкость могла бы вызвать при фиксированном времени без перекрытия.

Оба переключателя, как низкого, так и высокого плеча, могут быть выключены в ответ на переходный процесс нагрузки, и внутренний диод в MOSFET низкого плеча или другой диод, подключенный параллельно с ним, становится активным. Более высокое падение напряжения на переключателе низкого плеча тогда приносит пользу, помогая снизить выходной ток и быстрее удовлетворить новые требования к нагрузке.

Многофазный понижающий преобразователь

Рис. 9: Схема типового синхронного n -фазного понижающего преобразователя.

Рис. 10: Крупный план многофазного блока питания ЦП для процессора AMD Socket 939. Три фазы этого блока питания можно распознать по трем черным тороидальным индукторам на переднем плане. Меньший индуктор под радиатором является частью входного фильтра.

Многофазный понижающий преобразователь представляет собой топологию схемы, в которой основные схемы понижающего преобразователя размещаются параллельно между входом и нагрузкой. Каждая из n "фаз" включается с равноотстоящими интервалами в течение периода переключения. Эта схема обычно используется с синхронной понижающей топологией, описанной выше.

Этот тип преобразователя может реагировать на изменения нагрузки так же быстро, как если бы он переключался в n раз быстрее, без увеличения потерь переключения, которые могли бы возникнуть. Таким образом, он может реагировать на быстро меняющиеся нагрузки, такие как современные микропроцессоры.

Также наблюдается значительное уменьшение пульсации переключения. Уменьшение происходит не только из-за возросшей эффективной частоты, ^[9], но и в любое время, когда n раз рабочего цикла является целым числом, пульсация переключения стремится к 0; скорость, с которой ток индуктора увеличивается в фазах, которые включены, точно соответствует скорости, с которой он уменьшается в фазах, которые выключены.

Другим преимуществом является то, что ток нагрузки распределяется между n фазами многофазного преобразователя. Такое разделение нагрузки позволяет распределить тепловые потери на каждом из переключателей по большей площади.

Эта топология схемы используется в материнских платах компьютеров для преобразования 12 В _{постоянного тока} в более низкое напряжение (около 1 В), подходящее для ЦП . Современные требования к мощности ЦП могут превышать 200  Вт, ^[10] могут меняться очень быстро и иметь очень жесткие требования к пульсации, менее 10  мВ. Типичные блоки питания ЦП, которые можно найти на основных материнских платах, используют 3 или 4 фазы, в то время как высокопроизводительные системы могут иметь 16 и более фаз.

Одной из основных проблем, присущих многофазному преобразователю, является обеспечение равномерной балансировки тока нагрузки по n фазам. Такая балансировка тока может быть выполнена несколькими способами. Ток можно измерить «без потерь», измеряя напряжение на индукторе или нижнем переключателе (когда он включен). Этот метод считается без потерь, поскольку он основан на резистивных потерях, присущих топологии понижающего преобразователя. Другой метод заключается во вставке небольшого резистора в цепь и измерении напряжения на нем. Этот подход более точный и регулируемый, но влечет за собой несколько затрат — пространство, эффективность и деньги.

Наконец, ток можно измерить на входе. Напряжение можно измерить без потерь, через верхний переключатель или с помощью мощного резистора, чтобы приблизительно получить потребляемый ток. Этот подход технически более сложен, поскольку шум переключения не может быть легко отфильтрован. Однако он менее затратен, чем наличие чувствительного резистора для каждой фазы.

Эффективность

На эффективность влияют два основных явления: потери проводимости и потери переключения.

Потери проводимости происходят, когда ток протекает через компоненты и, таким образом, зависят от нагрузки. Они вызваны эффектом Джоуля в сопротивлении, когда транзистор или MOSFET-переключатель проводит ток, сопротивлением обмотки индуктора и эквивалентным последовательным сопротивлением конденсатора. Потери пропорциональны квадрату тока в этом случае. Потери проводимости также генерируются прямым падением напряжения на диоде (обычно 0,7 В или 0,4 В для диода Шоттки ) и пропорциональны току в этом случае.

Потери при переключении происходят в транзисторе и диоде, когда напряжение и ток перекрываются во время переходов между закрытым и открытым состояниями. Диод Шоттки может быть использован для минимизации потерь при переключении, вызванных обратным восстановлением обычного PN-диода . ^[11] Потери при переключении пропорциональны частоте переключения.

В полном реальном понижающем преобразователе также есть командная схема для регулирования выходного напряжения или тока индуктора. Эта схема и контроллер затвора MOSFET имеют потребляемую мощность, что влияет на общую эффективность преобразователя. ^[12]

Согласование импеданса

Понижающий преобразователь может использоваться для максимизации передачи мощности посредством использования согласования импеданса . Применение этого — в отслеживателе точки максимальной мощности, обычно используемом в фотоэлектрических системах. Это особенно полезно в приложениях, где импедансы динамически изменяются.

Смотрите также

• Топология Split-pi

Ссылки

1. "Понимание преимуществ и недостатков линейных регуляторов | DigiKey". Архивировано из оригинала 23 сентября 2016 года . Получено 11 июля 2016 года .
2. Mammano, Robert (1999). "Топология импульсного источника питания: режим напряжения против режима тока" (PDF) . Texas Instruments Incorporated.
3. Мак, Рэймонд (2008). «Базовые схемы коммутации». Источники питания и поставки . С. 13–28. doi :10.1016/B978-0-7506-8626-6.00002-8. ISBN 978-0-7506-8626-6.
4. «Детектор пересечения нуля тока индуктора и детектор границы CCM/DCM для интегрированных сильноточных импульсных DC/DC-преобразователей».
5. «Детектор границ временной области CCM/DCM с нулевым статическим энергопотреблением».
6. "Список технических характеристик силовых МОП-транзисторов". www.magnachip.com . MagnaChip . Получено 25 января 2015 г. .
7. Уильямс, Джим (1 января 2009 г.). «Отказы в импульсных регуляторах, вызванные временем включения диода».
8. "NCP5911 datasheet" (PDF) . www.onsemi.com . ON Semiconductor . Получено 25 января 2015 г. .
9. Ги Сегье, Électronique de puissance , 7-е издание, Dunod, Париж, 1999 (на французском языке)
10. "Анализ потребления энергии в режиме ожидания/пикового режима — разгон Core i7: мощность против производительности". tomshardware.com . 13 апреля 2009 г.
11. "Анализ силовых диодов, диодов Шоттки и быстровосстанавливающихся диодов". Electronic Clinic . 12 октября 2020 г. Получено 9 августа 2022 г.
12. "iitb.ac.in - Понижающий преобразователь" (PDF) . Архивировано из оригинала (PDF) 16 июля 2011 г.090424 ee.iitb.ac.in

Библиография

• Julian, P.; Oliva, A.; Mandolesi, P.; Chiacchiarini, H. (1997). "Управление выходной дискретной обратной связью понижающего преобразователя постоянного тока". ISIE '97 Труды Международного симпозиума IEEE по промышленной электронике . стр. 925–930. doi :10.1109/ISIE.1997.648847. ISBN 0-7803-3936-3. S2CID  108606109.
• Chiacchiarini, H.; Mandolesi, P.; Oliva, A. (1999). "Нелинейный аналоговый контроллер для понижающего преобразователя: теория и экспериментальные результаты". ISIE '99. Труды Международного симпозиума IEEE по промышленной электронике (Cat. No.99TH8465) . Том 2. стр. 601–606. doi :10.1109/ISIE.1999.798680. ISBN 0-7803-5662-4. S2CID  111350228.
• Д'Амико, Мария Белен; Олива, Алехандро; Паолини, Эдуардо; Герен, Николас (2006). «Бифуркационное управление понижающим преобразователем в режиме разрывной проводимости». Тома трудов МФБ . 39 (8): 389–394. дои : 10.3182/20060628-3-FR-3903.00069 .
• Олива, А.; Кьяккиарини, Х.; Бортолотто, Г. (2005). «Разработка контроллера обратной связи по состоянию для синхронного понижающего преобразователя». Latin American Applied Research . 35 (2): 83–88. S2CID  15484269.
• Белен Д'Амико, Мария; Герен, Николас; Олива, Алехандро; Паолини, Эдуардо Э. (1 июля 2007 г.). «Динамика понижающего преобразователя с цифровым ПИ-контроллером». Ибероамериканская версия автоматизации и промышленной информатики RIAI . 4 (3): 126–131. дои : 10.1016/S1697-7912(07)70232-7 . hdl : 11336/105855 .
• Chierchie, Fernando; Paolini, Eduardo E. (октябрь 2009 г.). «Дискретное моделирование и управление синхронным понижающим преобразователем». 2009 Аргентинская школа микро-наноэлектроники, технологий и приложений . стр. 5–10. ISBN 978-1-4244-4835-7.

Внешние ссылки

• https://www.ipes.ethz.ch/mod/lesson/view.php?id=2 Интерактивный семинар по силовой электронике (iPES)] Множество апплетов Java, демонстрирующих работу преобразователей
• Управление цифровым понижающим преобразователем на основе модели Описание и рабочая схема исходного кода VisSim для недорогого цифрового управления понижающими преобразователями постоянного тока
• SPICE-симуляция понижающего преобразователя
• Учебное пособие по импульсным источникам питания - подробная статья о преобразователях постоянного тока, в которой дается более формальный и подробный анализ понижающего преобразователя, включая эффекты неидеального переключения ( однако следует отметить, что схема понижающе-повышающего преобразователя не учитывает инверсию полярности напряжения между входом и выходом).
• Пример использования преобразователя постоянного тока в постоянный
• Об оптимизации энергоэффективности
• Многофазный DC-DC преобразователь