Микрополосковая

Линия электропередачи проводник-земля

Поперечное сечение геометрии микрополоски. Проводник (A) отделен от заземляющего слоя (D) диэлектрической подложкой (C). Верхний диэлектрик (B) обычно представляет собой воздух.

Микрополосковая линия электропередачи — это тип линии электропередачи , которая может быть изготовлена ​​с использованием любой технологии, в которой проводник отделен от заземляющего слоя диэлектрическим слоем , известным как «подложка». Микрополосковые линии используются для передачи сигналов микроволновой частоты.

Типичными технологиями реализации являются печатные платы (PCB), оксид алюминия, покрытый диэлектрическим слоем или иногда кремнием, или некоторые другие подобные технологии. СВЧ-компоненты, такие как антенны , ответвители , фильтры , делители мощности и т. д., могут быть изготовлены из микрополосковых полосок, при этом все устройство будет представлять собой рисунок металлизации на подложке. Таким образом, микрополосковые технологии намного дешевле, чем традиционные волноводные технологии, а также намного легче и компактнее. Микрополосковая линия была разработана лабораториями ITT как конкурент полосковой линии (впервые опубликована Григом и Энгельманном в материалах IRE в декабре 1952 года ^[1] ).

Недостатками микрополосковых линий по сравнению с волноводами являются, как правило, меньшая потребляемая мощность и более высокие потери. Кроме того, в отличие от волновода, микрополосковые обычно не закрыты и поэтому подвержены перекрестным помехам и непреднамеренному излучению.

Для наименьшей стоимости микрополосковые устройства могут быть построены на обычной подложке FR-4 (стандартная печатная плата). Однако часто обнаруживается, что диэлектрические потери в FR4 слишком высоки на микроволновых частотах и ​​что диэлектрическая проницаемость не контролируется достаточно жестко. По этим причинам обычно используется подложка из оксида алюминия . С точки зрения монолитной интеграции микрополосковые технологии с интегральными схемами/ монолитными микроволновыми интегральными схемами могут быть осуществимы, однако их производительность может быть ограничена доступным диэлектрическим слоем(ями) и толщиной проводника.

Микрополосковые линии также используются в высокоскоростных цифровых печатных платах, где сигналы необходимо передавать от одной части сборки к другой с минимальными искажениями и избегая высоких перекрестных помех и излучения.

Микрополосковая линия — одна из многих форм планарной линии передачи , другие включают полосковую линию и копланарный волновод , и все это можно объединить на одной подложке.

Дифференциальная микрополосковая линия — симметричная сигнальная пара микрополосковых линий — часто используется для высокоскоростных сигналов, таких как тактовые сигналы DDR2 SDRAM , высокоскоростные линии передачи данных USB, линии передачи данных PCI Express , линии передачи данных LVDS и т. д., часто все на одном и том же устройстве. печатная плата. ^{[2] [3] [4]} Большинство инструментов проектирования печатных плат поддерживают такие дифференциальные пары . ^{[5] [6]}

Неоднородность

Электромагнитная волна, переносимая микрополосковой линией, существует частично в диэлектрической подложке, а частично в воздухе над ней. В общем случае диэлектрическая проницаемость подложки будет отличаться (и превышать) от диэлектрической проницаемости воздуха, поэтому волна распространяется в неоднородной среде. Как следствие, скорость распространения находится где-то между скоростью радиоволн в подложке и скоростью радиоволн в воздухе. Такое поведение обычно описывается, указывая эффективную диэлектрическую проницаемость микрополоски; это диэлектрическая проницаемость эквивалентной однородной среды (т. е. среды, приводящей к той же скорости распространения).

К дальнейшим последствиям неоднородной среды относятся:

• Линия не будет поддерживать настоящую волну TEM ; на ненулевых частотах поля E и H будут иметь продольные компоненты ( гибридный режим ). ^[7] Однако продольные компоненты малы, поэтому доминирующая мода называется квази-TEM. ^[8]
• Линия дисперсионная . С увеличением частоты эффективная диэлектрическая проницаемость постепенно приближается к диэлектрической проницаемости подложки, так что фазовая скорость постепенно уменьшается. ^{[7] [9]} Это справедливо даже для недисперсионного материала подложки (диэлектрическая проницаемость подложки обычно падает с увеличением частоты).
• Характеристическое сопротивление линии незначительно меняется с частотой (опять же, даже при недисперсионном материале подложки). Характеристический импеданс режимов, отличных от TEM, не определен однозначно, и в зависимости от используемого точного определения импеданс микрополосковой линии либо увеличивается, либо падает, либо падает, а затем растет с увеличением частоты. ^[10] Низкочастотный предел характеристического сопротивления называется квазистатическим характеристическим сопротивлением и является одинаковым для всех определений характеристического сопротивления.
• Волновое сопротивление меняется по сечению линии.
• Микрополосковые линии излучают, а элементы с разрывами, такие как шлейфы и штыри, которые в полосковой линии представляют собой чистые реактивные сопротивления, имеют небольшую резистивную составляющую из-за излучения от них. ^[11]

Характеристический импеданс

Приближенное выражение в замкнутой форме для квазистатического характеристического импеданса микрополосковой линии было разработано Уилером : ^{[12] [13] [14]}

${\displaystyle Z_{\textrm {microstrip}}={\frac {Z_{0}}{2\pi {\sqrt {2(1+\varepsilon _{r})}}}}\mathrm {ln} \left(1+{\frac {4h}{w_{\textrm {eff}}}}\left({\frac {14+8/\varepsilon _{r}}{11}}{\frac {4h}{w_{\textrm {eff}}}}+{\sqrt {\left({\frac {14+8/\varepsilon _{r}}{11}}{\frac {4h}{w_{\textrm {eff}}}}\right)^{2}+\pi ^{2}{\frac {1+1/\varepsilon _{r}}{2}}}}\right)\right),}$

где wэфф — эффективная ширина , которая представляет собой фактическую ширину полосы плюс поправка _, учитывающая ненулевую толщину металлизации:

${\displaystyle w_{\textrm {eff}}=w+t{\frac {1+1/\varepsilon _{r}}{2\pi }}\ln \left({\frac {4e}{\sqrt {\left({\frac {t}{h}}\right)^{2}+\left({\frac {1}{\pi }}{\frac {1}{w/t+11/10}}\right)^{2}}}}\right).}$

Здесь Z ₀ – импеданс свободного пространства , ε _r – относительная диэлектрическая проницаемость подложки, w – ширина полосы, h – толщина («высота») подложки, t – толщина металлизации полосы.

Эта формула является асимптотической к точному решению в трех различных случаях:

1. w ≫ h , любое ε _r (линия передачи с параллельными пластинами),
2. w ≪ h , ε _r = 1 (провод над заземляющим слоем) и
3. ш ≪ час , ε _р ≫ 1 .

Утверждается, что в большинстве других случаев погрешность импеданса составляет менее 1%, а всегда меньше 2%. ^[14] Охватывая все соотношения сторон одной формулой, Wheeler 1977 улучшает формулу Wheeler 1965 ^[13] , которая дает одну формулу для w / h > 3,3 и другую для w / h ≤ 3,3 (таким образом, внося разрыв в результат при w / ч = 3,3 ).

Любопытно, что Гарольду Уиллеру не нравились термины «микрополосковый» и «характеристический импеданс», и он избегал их использования в своих статьях.

Ряд других приближенных формул для характеристического сопротивления был выдвинут другими авторами. Однако большинство из них применимы только к ограниченному диапазону соотношений сторон или частично охватывают весь диапазон.

В частности, пожалуй, наиболее часто цитируется набор уравнений, предложенный Хаммерстадом ^[15] , который является модификацией Уиллера, ^{[12] [13] :}

${\displaystyle Z_{\textrm {microstrip}}={\begin{cases}{\dfrac {Z_{0}}{2\pi {\sqrt {\varepsilon _{\textrm {eff}}}}}}\ln \left(8{\dfrac {h}{w}}+{\dfrac {w}{4h}}\right),&{\text{when }}{\dfrac {w}{h}}\leq 1\\{\dfrac {Z_{0}}{{\sqrt {\varepsilon _{\textrm {eff}}}}\left[{\frac {w}{h}}+1.393+0.667\ln \left({\frac {w}{h}}+1.444\right)\right]}},&{\text{when }}{\dfrac {w}{h}}\geq 1\end{cases}}}$

где ε _eff — эффективная диэлектрическая проницаемость, аппроксимируемая следующим образом:

${\displaystyle \varepsilon _{\textrm {eff}}={\frac {\varepsilon _{\textrm {r}}+1}{2}}+{\frac {\varepsilon _{\textrm {r}}-1}{2}}\left({\frac {1}{\sqrt {1+12(h/w)}}}\right).}$

Изгибы

Чтобы построить полную схему на микрополоске, часто необходимо, чтобы траектория полоски повернулась на большой угол. Резкий изгиб микрополоски на 90° приведет к тому, что значительная часть сигнала на полоске будет отражаться обратно к источнику, и только часть сигнала будет передаваться вокруг изгиба. Одним из способов создания изгиба с низким коэффициентом отражения является изгиб траектории полосы по дуге радиусом, по крайней мере, в 3 раза превышающим ширину полосы. ^[16] Однако гораздо более распространенный метод, требующий меньшей площади подложки, заключается в использовании изгиба под углом.

Микрополосковый изгиб под углом 90°. Процентная митра равна 100 x / d .

В первом приближении резкий изгиб без скоса ведет себя как шунтирующая емкость, расположенная между заземляющим слоем и изгибом полосы. Уменьшение изгиба уменьшает площадь металлизации и тем самым устраняет избыточную емкость. Процент среза — это часть диагонали между внутренним и внешним углами изгиба без скоса.

Оптимальный размер угла для широкого диапазона геометрии микрополосок был определен экспериментально Дувиллем и Джеймсом. ^[17] Они обнаружили, что оптимальный процент скоса хорошо подходит по формуле

${\displaystyle M=100{\frac {x}{d}}\%=(52+65e^{-(27/20)(w/h)})\%}$

при условии w / h ≥ 0,25 и диэлектрической проницаемости подложки ε _r ≤ 25 . Эта формула совершенно не зависит от ε _r . Фактический диапазон параметров, для которых Дувилл и Джеймс представили доказательства, составляет 0,25 ≤ w / h ≤ 2,75 и 2,5 ≤ ε _r ≤ 25 . Они сообщают о КСВН лучше 1,1 (т. е. обратные потери выше -26 дБ) для любого процентного угла наклона в пределах 4% (от исходного d ) от значения, заданного формулой. При минимальном w / h 0,25 процент скоса составляет 98,4%, так что полоса почти прорезается насквозь.

Как для криволинейных, так и для угловых изгибов электрическая длина несколько короче физической длины пути полосы.

Смотрите также

• Фильтр распределенных элементов
• Замедляющий ответвитель
• Spurline — микрополосковый режекторный фильтр.

Рекомендации

1. Григ, Д.Д.; Энгельманн, HF (декабрь 1952 г.). «Микрополоска — новая технология передачи для диапазона клиломегациклов». Труды ИРЭ . 40 (12): 1644–1650. дои : 10.1109/JRPROC.1952.274144. ISSN  0096-8390.
2. Олни, Барри. «Дифференциальная парная маршрутизация» (PDF) . п. 51.
3. Техасские инструменты (2015). «Руководство по компоновке высокоскоростного интерфейса» (PDF) . п. 10. СПРАР7Е. По возможности прокладывайте сигналы высокоскоростных дифференциальных пар на верхнем или нижнем слое печатной платы с соседним слоем GND. Компания TI не рекомендует полосковую маршрутизацию высокоскоростных дифференциальных сигналов.
4. Интел (2000). «Руководство по проектированию высокоскоростной USB-платформы» (PDF) . п. 7. Архивировано из оригинала (PDF) 26 августа 2018 г. Проверено 27 ноября 2015 г.
5. Кремниевые лаборатории. «Руководство по проектированию USB-оборудования» (PDF) . п. 9. АН0046.
6. Крегер, Йенс (2014). «Передача данных с высокой скоростью через Kapton Flexprints для эксперимента Mu3e» (PDF) . стр. 19–21.
7. Денлингер, EJ (январь 1971 г.). «Частотно-зависимое решение для микрополосковых линий передачи». Транзакции IEEE по теории и технике микроволнового излучения . МТТ-19 (1): 30–39. Бибкод : 1971ITMTT..19...30D. дои : 10.1109/TMTT.1971.1127442.
8. Позар, Дэвид М. (2017). Микроволновая техника Издательство Addison-Wesley. ISBN 978-81-265-4190-4 . 
9. Кори, Х. (январь 1981 г.). «Дисперсионные характеристики микрополосковых линий». Транзакции IEEE по теории и технике микроволнового излучения . МТТ-29: 59–61.
10. Бьянко, Б.; Панини, Л.; Пароди, М.; Ридетлай, С. (март 1978 г.). «Некоторые соображения о частотной зависимости характеристического сопротивления однородных микрополосок». Транзакции IEEE по теории и технике микроволнового излучения . МТТ-26 (3): 182–185. Бибкод : 1978ITMTT..26..182B. дои : 10.1109/TMTT.1978.1129341.
11. Олинер, Артур А. (2006). «Эволюция электромагнитных волноводов». В Саркаре, Тапан К .; Майу, Роберт Дж.; Олинер, Артур А.; Салазар-Пальма, Магдалена; Сенгупта, Дипак Л. (ред.). История беспроводной связи . Серия Wiley в области микроволновой и оптической техники. Том. 177. Джон Уайли и сыновья. п. 559. ИСБН 978-0-471-71814-7.
12. Wheeler, HA (май 1964 г.). «Свойства линии передачи параллельных широких полос в приближении конформного отображения». Транзакции IEEE по теории и технике микроволнового излучения . МТТ-12 (3): 280–289. Бибкод : 1964ITMTT..12..280W. дои : 10.1109/TMTT.1964.1125810.
13. Wheeler, HA (март 1965 г.). «Линейные свойства параллельных полос, разделенных листом диэлектрика». Транзакции IEEE по теории и технике микроволнового излучения . МТТ-13 (2): 172–185. Бибкод : 1965ITMTT..13..172W. дои : 10.1109/TMTT.1965.1125962.
14. Wheeler, HA (август 1977 г.). «Линейные свойства полосы на листе диэлектрика на плоскости». Транзакции IEEE по теории и технике микроволнового излучения . МТТ-25 (8): 631–647. Бибкод : 1977ITMTT..25..631W. дои : 10.1109/TMTT.1977.1129179.
15. Э.О. Хаммерстад (1975). Уравнения для проектирования микрополосковых схем . 1975 г. 5-я Европейская микроволновая конференция. стр. 268–272. дои : 10.1109/EUMA.1975.332206.
16. Ли, TH (2004). Планарная микроволновая техника . Издательство Кембриджского университета. стр. 173–174.
17. Дувиль, RJP; Джеймс, DS (март 1978 г.). «Экспериментальное исследование симметричных изгибов микрополосок и их компенсации». Транзакции IEEE по теории и технике микроволнового излучения . МТТ-26 (3): 175–182. Бибкод : 1978ITMTT..26..175D. дои : 10.1109/TMTT.1978.1129340.

Внешние ссылки

• Микрополосковая в Энциклопедии микроволнового излучения
• Калькулятор микрополоскового анализа/синтеза